電平移動電路及相關開關穩定器的製作方法
2023-05-31 20:04:46 2
專利名稱：電平移動電路及相關開關穩定器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種電平移動電路，以及一種包括自舉式DC-DC轉換器的開關穩定器，其中自舉式DC-DC轉換器具有高輸入電源電壓和低控制電源電壓，並使用比輸入電源電壓更高的驅動電壓，對輸出電晶體進行開關操作。
背景技術：
圖3中示出了常規開關穩定器的配置示例。圖3所示的開關穩定器包括自舉式DC-DC轉換器，並且由PWM信號產生電路1、電平移動電路2』、自舉開關電路3、平滑電路4和延遲電路5a和5b構成。這裡，輸入電源電壓VIN比控制電源電壓VDD高，並假設輸入電源電壓VIN是+25V，控制電源電壓VDD是+5V。
PWM信號產生電路1根據輸出電壓V0，產生PWM信號，並向延遲電路5a和5b饋送PWM信號。延遲電路5a將從PWM信號產生電路1輸出的PWM信號延遲，並將得到的信號作為PWM信號P1，向電平移動電路2』饋送。延遲電路5b將從PWM信號產生電路1輸出的PWM信號延遲，並將得到的信號作為控制脈衝信號P2，向自舉開關電路3饋送。向PWM信號產生電路1以及延遲電路5a和5b施加的電源電壓是控制電源電壓VDD相比於PWM信號P1，控制脈衝信號P2上升早了預定時間段，而下降晚了預定時間段。
電平移動電路2』將PWM信號P1轉換為高電壓控制脈衝信號PH，將其饋送到自舉開關電路3。
在自舉開關電路3中，驅動器電路Dr1根據高電壓控制脈衝信號PH，使NMOS電晶體Tr1導通和截止；另一方面，反相器電路3a將控制脈衝信號P2反轉，驅動器電路Dr2根據反轉信號，使NMOS電晶體Tr2導通和截止。
當NMOS電晶體Tr1截止，NMOS電晶體Tr2導通時，充電電流經過施加有控制電源電壓VDD的端子7，通過肖特基(Schottky)二極體SD1，流入電容器C1，從而使電容器C1兩端的電壓變為大約+5V。然後，NMOS電晶體Tr1和Tr2都暫時保持截止，接著，當NMOS電晶體Tr1導通，NMOS電晶體Tr2截止時，電容器C1與NMOS電晶體Tr1之間的節點電壓變為+25V，電容器C1與肖特基二極體SD1之間的節點電壓BOOT變為大約+30V。然後，NMOS電晶體Tr1和Tr2都暫時保持截止，接著，NMOS電晶體Tr1再次截止，NMOS電晶體Tr2再次導通。
在電容器C1與肖特基二極體SD1之間的節點和NMOS電晶體Tr1和Tr2之間的節點之間產生的電壓作為電源電壓，饋送到設置在電平移動電路2』之後的電路級中的電路。
平滑電路4是由電感器L1和電容器C2組成的平滑濾波器。平滑電路4平滑並輸出NMOS電晶體Tr1和Tr2之間的節點電壓，作為輸出電壓V0。
開關穩定器具有兩種工作模式，即，輸出電流從開關穩定器流向負載的模式(正向模式)和輸出電流從負載流向開關穩定器的模式(逆向模式)。在圖3所示的開關穩定器中，當NMOS電晶體Tr1和Tr2都截止時，在正向模式中，電流流過NMOS電晶體Tr2的體二極體(bodydiode)；在逆向模式中，電流流過NMOS電晶體Tr1的體二極體。因此，在電平轉移電路2』中的相關點觀察到的電壓波形如圖4的時序圖所示。圖4中的符號Vn代表由柵極接收PWM信號P1的NMOS電晶體Q0與電阻器R1之間的節點n上的電壓。
當PWM信號P1為低時，NMOS電晶體Q0截止，從而電壓Vn等於電壓BOOT。當PWM信號P1為高時，NMOS電晶體Q0導通，從而電壓Vn等於電壓SW。
專利文獻1JP-A-2002-315311專利文獻2JP-A-2003-235251發明內容本發明要解決的問題
但是，不便利的是，圖3所示的開關穩定器具有如下缺點。在輸入端位於節點n、並由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器中，如圖4所示，這些電晶體的柵極-源極寄生電容PC使電壓Vn的波形在上升和下降沿處變鈍。
因此，在逆向模式中，在電壓Vn的波形較鈍的時間段T1和T2期間，可能錯誤地將由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器的輸出反轉，導致誤動作發生。具體地，在時間段T1期間，電壓BOOT與Vn之差可能變得較大，從而使由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器的輸出變高，另外，在時間段T2期間，電壓SW與Vn之差可能變得較大，從而使由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器的輸出變低。此外，在時間段T1期間，PMOS電晶體Q1可能出現柵極與源極之間的耐壓失效，從而可靠性降低。例如，在一些情況下，這些缺點特別突出為使開關穩定器能夠處理更大的電流，使PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2更大，結果寄生電容PC相應地更大；為降低功耗，給予電容器R1更高的電阻，結果歸因於寄生電容PC和電阻器R1的時間常數相應地更大；以及PWM信號P1的導通時間段(on-period)較短。
考慮到上述缺點，本發明的目的是提供一種誤動作可能性降低的電平移動電路，並提供一種相關的開關穩定器。
用於解決問題的措施為實現上述目的，根據本發明的電平移動電路接收第一脈衝信號，根據第一脈衝信號，產生第二脈衝信號，第二脈衝信號的高電平比第一脈衝信號的高電平高，所述電平移動電路具有高電壓側電源電壓供給線；低電壓側電源電壓供給線；反相器電路，以高電壓側電源電壓供給線與低電壓側電源電壓供給線之間的電壓，作為其電源電壓而工作；第一二極體，具有與反相器電路的輸入端相連的陽極，以及與高電壓側電源電壓供給線相連的陰極；以及第二二極體，具有與反相器電路的輸入端相連的陰極，以及與低電壓側電源電壓供給線相連的陽極。
採用上述配置，當根據第一脈衝信號，輸入端的電勢實質上等於高電壓側電源電壓供給線電勢時，即使在高電壓側電源電壓供給線電勢中出現上升沿或下降沿，第一二極體也防止了高電壓側電源電壓供給線電勢與輸入端的電勢之差變得與第一二極體的正向電壓相等或更大。這防止了輸入端電勢的波形變鈍。另一方面，當根據第一脈衝信號，輸入端的電勢實質上等於低電壓側電源電壓供給線電勢時，高電壓側電源電壓供給線電勢與輸入端的電勢之差保持與第二二極體的正向電壓相等。這防止了輸入端電勢的波形變鈍。因此，可以降低由於輸入端電勢的波形變鈍而錯誤地反轉反相器的輸出，從而引起的誤動作的可能性。
MOS電晶體的體二極體具有較小的橫截面積，從而具有較低的寄生電容。因此，通過使用MOS電晶體的體二極體作為第一和第二二極體，可以增強防止上述反相器電路中的輸入端電壓的波形變鈍的效果。因此，優選地使用MOS電晶體的體二極體作為第一和第二二極體。
上述電平移動電路可以應用於包括自舉式DC-DC轉換器的開關穩定器。
本發明的效果根據本發明，可以實現一種誤動作可能性降低的電平移動電路，並提供一種相關的開關穩定器。
圖1是示出根據本發明的開關穩定器的配置示例的圖；圖2是在圖1所示開關穩定器所含的電平移動電路中的相關點觀察的電壓波形的時序圖；圖3是示出常規開關穩定器的配置示例的圖；以及圖4是在圖3所示開關穩定器所含的電平移動電路中的相關點觀察的電壓波形的時序圖。
參考符號列表1PWM信號產生電路
2電平移動電路3自舉開關電路4平滑電路6同時導通防止電路Q5，Q6 NMOS電晶體具體實施方式
以下，將參考附圖，描述本發明實施例。圖1中示出了根據本發明的開關穩定器的配置示例。在圖1中，用相同的參考數字標識也包含在圖3中的部分。圖1所示的開關穩定器包括自舉式DC-DC轉換器，由PWM信號產生電路1、電平移動電路2、自舉開關電路3、平滑電路4和同時導通防止電路6構成。
在圖1所示的開關穩定器中，除了電平移動電路2和同時導通防止電路6之外，其它電路配置與前述作為常規示例的圖3所示的開關穩定器的配置相同，所以，不再重複其描述。在以下描述中，將描述作為本發明的特徵的電平移動電路2和同時導通防止電路6。同時導通防止電路6包括反相器電路6a、與門6b和或門6c。反相器電路6a接收驅動器電路Dr2的輸出LG。即，反相器電路6a的輸入端子與驅動器電路Dr2的輸出端子和NMOS電晶體Tr2的柵極之間的節點相連。反相器電路6a的輸出端子和與門6b的第二輸入端子相連。與門6b和或門6c在其各自的第一輸入端子上接收從PWM信號產生電路1輸出的PWM信號P1。即，與門6b和或門6c的第一輸入端子與PWM信號產生電路1的輸出端相連。或門6c在其第二輸入端子上接收驅動器電路Dr1的輸出HG。即，或門6c的第二輸入端子與驅動器電路Dr1的輸出端子和NMOS電晶體Tr1的柵極之間的節點相連。與門6b的輸出端子與電平移動電路2中所包括的NMOS電晶體Q0的柵極相連，或門6c的輸出端子與自舉開關電路3中所包括的反相器電路3a的輸入端子相連。
如上配置的同時導通防止電路6向電平移動電路2中所包括的NMOS電晶體Q0的柵極輸出PWM信號P1，並向自舉開關電路3中所包括的反相器電路3a的輸入端子輸出控制脈衝信號P2。這裡，控制脈衝信號P2是相比於PWM信號P1，上升早了預定時間段，而下降晚了預定時間段的信號。
電平移動電路2包括NMOS電晶體Q0；電阻器R1；電流鏡電路，由NPN電晶體Q3和Q4組成；電阻器R2，用作向電流鏡電路提供電流的電流源；反相器電路，由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成；反相器電路2a和2b；以及NMOS電晶體Q5和Q6。每一個反相器電路都連接在施加有電壓BOOT的電源線與施加有電壓SW的電源線之間，並以這些電源線之間的電壓作為電源電壓而工作。
NMOS電晶體Q0的漏極通過電阻器R1，與施加有電壓BOOT的電源線相連。NMOS電晶體Q0的源極與由NPN電晶體Q3和Q4組成的電流鏡電路的輸出相連。電阻器R1與NMOS電晶體Q0之間的節點n是由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器電路的輸入端。反相器電路2a將由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器電路的輸出反轉，接著反相器電路2b將反相器電路2a的輸出反轉，從而產生脈衝控制信號PH。
此外，柵極與源極短路連接的NMOS電晶體Q5設置在節點n與施加有電壓BOOT的電源線之間，柵極與源極短路連接的NMOS電晶體Q6設置在節點n與施加有電壓SW的電源線之間。
圖2中示出了在電平移動電路2中的相關點觀察的電壓波形的時序圖。圖2中的符號Vn代表在其柵極上接收PWM信號P1的NMOS電晶體Q0與電阻器R1之間的節點處的電壓。圖2中的符號Vs代表肖特基二極體SD1的正向電壓。圖2中的符號VF2代表NMOS電晶體Q2的體二極體的正向電壓，圖2中的符號VF6代表NMOS電晶體Q6的體二極體的正向電壓。
首先，將描述正向模式。在PWM信號P1和控制脈衝信號P2都為低(＝0V)的時間段期間，以及在控制脈衝信號P2上升之後、PWM信號P1為低(＝0V)而控制脈衝信號P2為高的時間段T1期間，電壓Vn等於電壓BOOT。在PWM信號P1和控制脈衝信號P2都為高的時間段期間，NMOS電晶體Q6的體二極體保持電壓SW與Vn之差等於NMOS電晶體Q6的體二極體的正向電壓VF6。這防止了電壓Vn的波形變鈍。接著，當PWM信號P1下降時，電壓Vn首先上升到電壓BOOT的高電平(其值與在PWM信號P1和控制脈衝信號P2都為高的時間段期間觀察到的一樣)，然後下降，以等於電壓BOOT的低電平(其值與在PWM信號P1和控制脈衝信號P2都為低的時間段期間觀察到的一樣)。
以下將描述逆向模式。在時間段T1期間，NMOS電晶體Q5的體二極體防止電壓BOOT與Vn之差變得與NMOS電晶體Q5的體二極體的正向電壓相等或更大。即使在電壓Vn隨著電壓BOOT上升而上升時，這也防止電壓Vn的波形變鈍，還防止PMOS電晶體Q1的柵極與源極之間的耐壓失效，從而增強了可靠性。
此外，在時間段T2期間(在該時間段中，常規的是電壓Vn變得比電壓SW高)，NMOS電晶體Q6的體二極體保持電壓SW與Vn之差與NMOS電晶體Q6的體二極體的正向電壓VF6相等，從而防止電壓Vn的波形變鈍。這消除了由於錯誤地反轉由PMOS電晶體Q1和NMOS電晶體Q2組成的反相器電路的輸出而導致誤動作的可能性。此外，在時間段T1期間，也消除了PMOS電晶體Q1的柵極與源極之間出現耐壓失效的可能性，從而增強了可靠性。
可以分別設置陽極與節點n相連、陰極與施加有電壓BOOT的電源線相連的「普通」電晶體，以及陰極與節點n相連、陽極與施加有電壓SW的電源線相連的「普通」電晶體，來替代NMOS電晶體Q5和Q6。這也有助於減輕電壓Vn波形的鈍化。但是，相比於NMOS電晶體的體二極體，普通電晶體具有更大的橫截面積，從而具有更大的寄生電容。因此，這些二極體減輕電壓Vn波形鈍化的效果較差。
工業實用性根據本發明的電平移動電路可以應用於開關穩定器等。這些開關穩定器一般可以應用於的電氣設備的電源。
權利要求
1.一種電平移動電路，接收第一脈衝信號，並根據所述第一脈衝信號產生第二脈衝信號，所述第二脈衝信號的高電平比所述第一脈衝信號的高電平更高，所述電平移動電路包括高電壓側電源電壓供給線；低電壓側電源電壓供給線；反相器電路，根據所述高電壓側電源電壓供給線與所述低電壓側電源電壓供給線之間的、作為其電源電壓的電壓而操作；第一二極體，具有與所述反相器電路的輸入端相連的陽極，以及與所述高電壓側電源電壓供給線相連的陰極；以及第二二極體，具有與所述反相器電路的輸入端相連的陰極，以及與所述低電壓側電源電壓供給線相連的陽極。
2.根據權利要求1所述的電平移動電路，其中，MOS電晶體的體二極體用作所述第一二極體和所述第二二極體的每一個。
3.一種開關穩定器，包括自舉式DC-DC轉換器，其中，所述自舉式DC-DC轉換器包括根據權利要求1所述的電平移動電路。
4.一種開關穩定器，包括自舉式DC-DC轉換器，其中，所述自舉式DC-DC轉換器包括根據權利要求2所述的電平移動電路。
全文摘要
一種電平移動電路(2)，包括柵極與源極短路連接的NMOS電晶體(Q5)，設置在施加有電壓(BOOT)的高電壓電源線與由PMOS電晶體(Q1)和NMOS電晶體(Q2)組成的反相器電路的輸入端n之間；柵極與源極短路連接的NMOS電晶體(Q6)，設置在施加有電壓(SW)的低電壓電源線與由PMOS電晶體(Q1)和NMOS電晶體(Q2)組成的反相器電路的輸入端(n)之間。因此，NMOS電晶體(Q5和Q6)的體二極體防止輸入端(n)處的電壓波形變鈍。這可以防止電平移動電路的誤動作。
文檔編號H02M1/096GK1965464SQ200580018570
公開日2007年5月16日 申請日期2005年5月19日 優先權日2004年6月9日
發明者酒井優 申請人:羅姆股份有限公司