具有用於改善倍頻性能的檢測控制單元的倍頻器電路的製作方法
2023-05-31 13:34:26 1
專利名稱：具有用於改善倍頻性能的檢測控制單元的倍頻器電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種集成電路，特別涉及一種在集成電路中實現的倍頻器電路。
背景技術：
倍頻電路通常用在鎖相環中用於合成與輸入信號相位有關的時鐘信號。低頻時對輸入信號的倍頻可通過使用開關電容、差動放大器、具有不同發射區比率(W/L)的發射極耦合的電晶體對和使用由邏輯門與觸發器實現的信號延遲來實現。
高頻時對輸入信號的倍頻的實施就變得困難。
傳統的對具有高頻區內預定頻率的輸入信號進行倍頻的方法包括使用輸入信號IN與輸入信號IN經四分之一周期相移後的信號的乘積的方法，和，使用長度為輸入信號IN的波長的四分之一的微帶線(micro strip line)和輸入信號IN的二次諧波頻率的方法。
然而，微帶線並不能很容易地置入IC還不影響IC中其他元器件的工作和布局。
圖1顯示了傳統的倍頻電路，該倍頻電路具有多個放大器11、13和19；移相器17；和乘法器15。放大器11和13放大輸入信號IN，其工作在預定頻率fo。信號IN從鎖相環(PLL)的壓控振蕩器(VCO)輸出。放大器13的輸出信號I進入移相器17，該移相器對信號I移相π/2或90°形成信號Q。乘法器15將信號I與π/2相移後的信號Q相乘。乘法器15的輸出是其頻率為輸入信號頻率fo的兩倍即2fo的信號。該信號經放大器19放大，放大後的信號施加到混頻器的本機振蕩器(LO)。
當I與Q的增益不匹配或兩個信號I與Q在相位上不匹配時，圖1中的電路就會存在問題。處理條件或溫度的變化能導致上述不匹配。
而且，有源元件的非線性還會導致頻率fo的諧波和調製頻率分量。提供給混頻器的LO(未示出)時，倍頻信號的諧波可能對系統的靈敏度特性產生不利影響。
因此，需要有在高頻區擁有改良倍頻性能並且易於在集成電路(IC)中實現的倍頻器電路。
還需要有即使在處理環境和溫度發生變化時也能改善倍頻性能的檢測控制單元。
發明內容
提供了一種倍頻器電路，該電路包括移相器、第一緩衝器、第二緩衝器、檢測控制單元、第三緩衝器、第四緩衝器、乘法器和輸出緩衝器。移相器響應於具有預定頻率的輸入信號輸出與輸入信號同相的第一信號和與輸入信號有相位差的第二信號。第一緩衝器對第一信號進行濾波和緩衝，第二緩衝器對第二信號進行濾波和緩衝。檢測控制單元響應第一信號、第二信號、第一緩衝器的輸出信號和第二緩衝器的輸出信號，檢測第一信號與第二信號之間的相位差，並輸出第一控制信號和第二控制信號。
第三緩衝器響應第一控制信號對第一緩衝器的輸出信號進行緩衝。第四緩衝器響應第二控制信號對第二緩衝器的輸出信號進行緩衝。
乘法器將第三緩衝器的輸出信號與第四緩衝器的輸出信號相乘。輸出緩衝器對乘法器的輸出信號進行緩衝。
第二信號與第一信號之間的相位差最好是90°左右，第四緩衝器的輸出信號與第三緩衝器的輸出信號之間的相位差最好是90°左右。
而且，第一與第二緩衝器的濾波器最好是高通濾波器，輸出緩衝器的輸出濾波器最好是帶通濾波器。
為實現第二個目標提供了一種檢測控制設備，用於響應具有預定頻率的輸入信號來控制與輸入信號相位相同的第一信號和與輸入信號存在相位差的第二信號參與乘法運算。該檢測控制器包括相位檢測器、轉換器和驅動緩衝器。相位檢測器響應第一和第二信號輸出與第一信號和第二信號之間的相位差成正比的電壓。轉換器響應相位檢測網絡的輸出電壓產生與上述電壓成正比的電流。驅動緩衝器響應第一與第二緩衝器的輸出信號對轉換器的輸出信號進行緩衝，並輸出用於控制第三緩衝器的第一控制信號和用於控制第四緩衝器的第二控制信號。
通過對下列附圖的簡介能更好地理解本發明，其中圖1顯示了傳統的倍頻電路；
圖2是根據本發明實施例的倍頻器電路的原理框圖；圖3顯示了圖2中的相位檢測器輸出的波形圖；圖4是圖2中電壓-電流轉換器的原理電路圖；和圖5是圖2中驅動緩衝器的原理電路圖。
具體實施例方式
要充分理解上述目的與本發明的優點，參照以下結合附圖對優選實施例的闡述。
下面將通過參照附圖對優選實施例的記述來詳細說明本發明。圖中相同的標號表示相同的元器件。
圖2是根據本發明實施例的倍頻器電路的原理框圖。該倍頻器電路包括移相器200、第一緩衝器210、第二緩衝器230、檢測控制單元250、第三緩衝器215、第四緩衝器235、乘法器270和輸出緩衝器290。
移相器200包括放大器201和移相網絡203。放大器201放大輸入信號IN的信號電平。信號IN以從VCO(未顯示)輸出的頻率fo操作。通常，輸入信號應保持在500mV或更高以便得到最小相位誤差特徵。
為使對頻率等於或小於參考頻率的噪聲的傳輸最小，移相網絡203輸出第一信號in_I和第二信號in_Q，信號in_I與輸入信號IN同相，這裡稱為「同相信號」，信號in_Q與輸入信號IN不同相，這裡稱為「異相信號」。
第一緩衝器210對第一信號in_I進行濾波和緩衝。第一緩衝器210包括濾波器211和放大器(或限幅器)213。濾波器211最好是高通濾波器(HPF)，用於消除第一信號in_I中包含的低頻噪聲，經過高通濾波的信號輸出給放大器213。
第二緩衝器230對與第一信號in_I有四分之一周期相移的第二信號in_Q進行濾波和緩衝。第二緩衝器230包括濾波器231和放大器(或限幅器)233。濾波器231最好也是高通濾波器，用於消除第二信號in_Q中包含的低頻噪聲，經過高通濾波的信號輸出給放大器233。
圖2中的檢測控制單元250包括相位檢測器251、電壓-電流轉換器253和驅動緩衝器255。
相位檢測器251檢測輸入信號in_I與in_Q之間的相位差並提供電壓Vd(t)，電壓Vd(t)與上述兩個信號之間的相位差成正比。電壓Vd(t)輸入給電壓-電流轉換器253，電流轉換器253產生與電壓Vd(t)成正比的電流。
根據本發明的本實施例，檢測器檢測第一信號in_I與第二信號in_Q的相位和頻率。響應第一緩衝器210的差動輸出信號QIIN和第二緩衝器230的差動輸出信號QLIN，驅動緩衝器255輸出第一差動控制信號I_OUT以控制第三緩衝器215和第二差動控制信號Q_OUT以控制第四緩衝器235。
根據本發明的另一實施例，檢測控制單元可能包括用於檢測相位和頻率的相位-頻率檢測器(未顯示)和驅動緩衝器255。
第三緩衝器215在驅動緩衝器255的第一差動控制信號I_OUT的控制下對第一緩衝器210的輸出信號QIIN進行緩衝，並輸出與輸入信號IN同相的信號I。
第四緩衝器235在驅動緩衝器255的第二差動控制信號Q_OUT的控制下對第二緩衝器230的輸出信號QLIN進行緩衝，並輸出與輸入信號IN存在π/2左右相位差的異相的信號Q。
這樣，第一差動控制信號I_OUT或第二差動控制輸出信號Q_OUT控制信號I或Q，以使兩者之間存在π/2的相位差。第三緩衝器215和第四緩衝器235最好是放大器或限幅器。
為了使當由乘法器270的電晶體開關導致產生噪聲時的諧波失真的增加或由輸入信號in_I、in_Q或QIIN與QLIN的電平過大導致的諧波失真的增加最小，第一緩衝器210的放大器213、第三緩衝器215、第二緩衝器230的放大器233和第四緩衝器235將輸入信號in_I與in_Q或QIIN與QLIN轉換為電平補償後的信號I和Q。乘法器270的輸入信號I與Q的幅值匹配使與乘法器270的電晶體功率匹配時的負載影響最小。
乘法器270將第三緩衝器215的信號I即cosωt和與信號I存在π/2相移的第四緩衝器235的信號Q即cos(ωt-π/2)相乘。cosωt·cos(ωt-π/2)的積為cos2ωt。亦即，該信號的頻率為輸入信號IN的頻率fo的兩倍，即2fo。
輸出緩衝器290對乘法器270的輸出信號cos2ωt進行緩衝，並將頻率為2fo的信號輸出給混頻器。輸出驅動器290包括輸出濾波器291和放大器293。輸出信號cos2ωt除包括輸入信號頻率fo的倍頻2fo外還包含一些諧波。因而，輸出濾波器291包括中心頻率為2fo的帶通濾波器(BPF)291，用於濾除寄生諧波。通過BPF 291的信號2fo是混頻器的LO信號，該信號輸入給匹配放大器293泵激(pumping)。
圖3顯示了圖2中相位檢測器251的輸出波形圖。圖3(a)顯示了第一信號in_I的波形，其中Φ表示圖3(b)中第一信號in_I與第二信號in_Q之間的相位差。圖3(c)顯示了相位差Φ為π/2時相位檢測器251的輸出Vd(t)，輸出表示為DC電壓改變/Vd(t)。DC電壓的變化/Vd(t)可由相位檢測器251的輸出電壓Vd(t)的改變控制。相移值通過驅動緩衝器255提供給乘法器270作為輸入控制信號I_OUT和Q_OUT。
圖3(d)顯示相位差Φ小於參考相位π/2的情況，圖3(e)顯示相位差Φ大於參考相位π/2的情況。同樣，/Vd(t)表示相位檢測器251的直流電平。
圖4是圖2中電壓-電流轉換器253的原理電路圖。電壓-電流轉換器253包括漏極接電流源40、柵極接參考電壓Vref的nMOS電晶體43；漏極與柵極都接nMOS電晶體43的源極、源極與地電壓相連的nMOS電晶體47；漏極接電流源40、柵極輸入為相位檢測器251的輸出電壓Vd(t)的nMOS電晶體41；漏極與柵極都接nMOS電晶體41的源極、源極接地的nMOS電晶體45。電壓-電流轉換器253的輸出節點49與nMOS電晶體41的源極和nMOS電晶體45的漏極相連。
電晶體41和43的通斷取決於Vd(t)或參考電壓Vref，電晶體41和43根據其狀態允許恆定電流流過。輸出節點49的電壓VB也根據輸出電壓Vd(t)的電平變化。
圖5是圖2中驅動緩衝器255的原理電路圖。驅動緩衝器包括第一差動比較器60和第二差動比較器70。
第一差動比較器60響應電壓-電流轉換器253的輸出信號VB和第一緩衝器210中放大器213的差動輸出信號QIIN和QIINB，輸出用於控制第三緩衝器215的第一差動控制信號I_OUT和I_OUTB。第二差動比較器70響應電壓-電流轉換器253的輸出信號VB和第二緩衝器230中放大器233的差動輸出信號QLIN和QLINB，輸出用於控制第四緩衝器235的第二差動控制信號Q_OUT和Q_OUTB。
第一差動比較器60包括一端接電源電壓VCC的電阻R1；一端接電源電壓VCC的電阻R2；其集電極接電阻R1的另一端、柵極接收第一緩衝器210中放大器(或限幅器)213的差動輸出信號QIIN和QIINB的第一電晶體51；其集電極接電阻R2的另一端、柵極接收接第一緩衝器210中放大器213的差動輸出信號QIIN和QIINB的第二電晶體53；其柵極接收電壓-電流轉換器253的輸出電壓VB、漏極同時接第一電晶體51和第二電晶體53的發射極、源極與地電源VSS相連的nMOS電晶體55。第一電晶體51的集電極和第二電晶體53的集電極輸出第一控制信號I_OUT和I_OUTB給第三緩衝器215。
第二差動比較器70包括一端接電源電壓VCC的電阻R3；一端接電阻R3另一端的電阻R4；一端接電阻R3另一端的電阻R5；其集電極接電阻R4的另一端、柵極接收第二緩衝器230中放大器233的差動輸出信號QLIN和QLINB的第三電晶體58；其集電極接電阻R5的另一端、其柵極接收第二緩衝器230中放大器233的差動輸出信號QLIN和QLINB的第四電晶體59；其柵極接收電壓-電流轉換器253的輸出電壓VB、漏極同時接第三電晶體58和第四電晶體59的發射極、源極與地電源VSS相連的nMOS電晶體57。第三電晶體58的集電極和第四電晶體59的集電極輸出第二控制信號Q_OUT和Q_OUTB給第四緩衝器215。
第一差動比較器60的差動輸出信號I_OUT和I_OUTB響應於施加給nMOS電晶體55柵極的電壓-電流轉換器253的輸出信號VB和第一緩衝器210的差動輸出信號QIIN與QIINB確定。第一差動比較器60的差動輸出信號I_OUT和I_OUTB輸入給第三緩衝器215用於控制第三緩衝器215。
另外，第二差動比較器70的差動輸出信號Q_OUT和Q_OUTB響應於施加給nMOS電晶體57柵極的電壓-電流轉換器253的輸出信號VB和第二緩衝器230的差動輸出信號QLIN與QLINB確定。第二差動比較器70的差動輸出信號Q_OUT和Q_OUTB輸入給第四緩衝器235用於控制第三緩衝器235。
這樣，第三緩衝器215響應第一控制信號I_OUT和I_OUTB而輸出與輸入信號IN同相的信號I。
第四緩衝器235響應第二控制信號Q_OUT和Q_OUTB而輸出與輸入信號IN相位相差約π/2的異相的信號Q。
這樣，第三緩衝器215的輸出信號I和第四緩衝器235的輸出信號Q被調整為具有約π/2的相位差，然後輸入給乘法器270。乘法器將信號I和信號Q相乘並輸出頻率為輸入信號頻率(fo)二倍(2fo)的信號給混頻器。
因此，移相網絡203的信號in_I和in_Q的頻率、溫度或參數等條件的改變會導致信號I和信號Q在相位上的相應變化，這將使乘法器270在產生輸入信號IN的倍頻信號時的特性變壞。
為了補償乘法器270的特性，相位檢測器251輸出與第一信號in_I和第二信號in_Q之間的相位差成正比的電壓Vd(t)給電壓-電流轉換器253。
當有不同於參考相位π/2的相位差改變時，如圖3所示，取決於相位改變Φ的DC電壓變化使相位檢測器251的Vd(t)改變，Vd(t)的改變導致控制信號I_OUT和Q_OUT的改變，從而補償輸入給乘法器270的信號I和信號Q的改變。這樣，不管經過移相的信號的諸如頻率、溫度及參數等條件如何改變，都能得到恆定的倍頻特性。
因此，根據本發明實施例的倍頻器電路改善了與混頻器LO信號有關的諧波即2fo信號的載波噪聲比(CNR)。
如上所述，根據本發明優選實施例的說明性的倍頻器電路由IC實現，並且不管溫度及其他諸如處理等參數如何變化，都通過精密地將信號I與信號Q之間的相位差調整為π/2，來改善倍頻性能。
儘管本文出於說明本發明的目的使用了一些特殊術語，但並不是要將本發明限制在該範圍。因此，本技術領域的普通技術人員都能理解到，這些實施例的一些變型都包括在本發明的實質和範圍內。相應地，本領域的技術人員可在不背離由所附權利要求書限定的範圍和實質的情況下，對這些實施例作出修改。
權利要求
1.一種倍頻器電路，包括移相器，用於響應具有預定頻率的輸入信號，輸出與輸入信號同相的第一信號和與輸入信號異相的第二信號；檢測控制單元，用於檢測第一信號與第二信號之間的相位差，並輸出第一和第二控制信號；第一信號控制器，用於接收第一信號，並根據第一控制信號調整第一信號；第二信號控制器，用於接收第二信號，並根據第二控制信號調整第二信號；和乘法器，用於將第一信號控制器的輸出信號與第二信號控制器的輸出信號相乘，以便生成具有預定頻率的二倍頻率的輸出信號。
2.根據權利要求1的倍頻器電路，其中檢測控制單元包括相位檢測器，用於輸出與第一信號和第二信之間的相位差成正比的相位檢測電壓；轉換器，用於生成與相位檢測電壓成正比的轉換器信號；和驅動緩衝器，用於響應第一和第二信號，對轉換器信號進行緩衝，並輸出用於控制第一信號控制器的第一控制信號和用於控制第二信號控制器的第二控制信號。
3.根據權利要求1的倍頻器電路，還包括用於對第一信號進行濾波的濾波器和用於對該濾波器輸出信號進行緩衝的放大器。
4.根據權利要求1的倍頻器電路，還包括用於對第二信號進行濾波的濾波器和用於對該濾波器輸出信號進行緩衝的放大器。
5.根據權利要求1的倍頻器電路，還包括輸出緩衝器，其包括用於對乘法器的輸出進行濾波的輸出濾波器和用於對該輸出濾波器的輸出信號進行緩衝的放大器。
6.根據權利要求1的倍頻器電路，其中第二信號與第一信號的相位相差約90°。
7.根據權利要求1的倍頻器電路，其中第一信號控制器的輸出信號與第二信號控制器的輸出信號不同相，相位相差約90°。
8.根據權利要求3的倍頻器電路，其中濾波器是高通濾波器。
9.根據權利要求4的倍頻器電路，其中濾波器是高通濾波器。
10.根據權利要求5的倍頻器電路，其中輸出濾波器是帶通濾波器。
11.根據權利要求2的倍頻器電路，其中轉換器包括第一MOS電晶體，其漏極接電流源，柵極接收參考電壓；第二MOS電晶體，其漏極和柵極共接第一MOS電晶體的源極，源極與地電壓相連接；第三MOS電晶體，其漏極接電流源，柵極接收相位檢測器的輸出電壓；和第四MOS電晶體，其漏極和柵極共接第三MOS電晶體的源極，源極與地電壓相連接，其中轉換器的輸出節點接第三MOS電晶體的源極。
12.根據權利要求11的倍頻器電路，其中驅動緩衝器包括第一差動比較器，輸出用於控制第一信號控制器的第一差動控制信號；和第二差動比較器，輸出用於控制第二信號控制器的第二差動控制信號；
13.一種檢測控制裝置，用於響應具有預定頻率的輸入信號，控制與輸入信號同相的第一信號和與輸入信號異相的第二信號相乘，該檢測控制裝置包括相位檢測器，用於輸出與第一信號和第二信之間的相位差成正比的電壓；轉換器，用於生成與該電壓成正比的電流；和驅動緩衝器，用於響應第一和第二緩衝器的輸出信號對轉換器的輸出信號進行緩衝，分別緩衝第一和第二信號，並輸出用於控制第三緩衝器的第一控制信號和用於控制第四緩衝器的第二控制信號。
14.根據權利要求13的檢測控制單元，其中轉換器包括第一MOS電晶體，其漏極接電流源，柵極接收參考電壓；第二MOS電晶體，其漏極和柵極共接第一MOS電晶體的源極，源極與地電壓相連接；第三MOS電晶體，其漏極接電流源，柵極接收相位檢測器的輸出電壓；和第四MOS電晶體，其漏極和柵極共接第三MOS電晶體的源極，源極與地電壓相連接，其中轉換器的輸出節點接第三MOS電晶體的源極。
15.根據權利要求13的檢測控制單元，其中驅動緩衝器包括第一差動比較器，用於響應第一緩衝器的輸出信號和轉換器的輸出信號，輸出用於控制第三緩衝器的第一控制信號；和第二差動比較器，用於響應第二緩衝器的輸出信號和轉換器的輸出信號，輸出用於控制第四緩衝器的第二控制信號。
全文摘要
一種倍頻性能改善的、在集成電路中實現的倍頻器電路,包括:移相器、第一緩衝器、第二緩衝器、檢測控制單元、第三緩衝器、第四緩衝器、乘法器、輸出緩衝器。移相器響應具有預定頻率的輸入信號輸出與輸入信號同相的第一信號和與輸入信號異相的第二信號。第一和第二緩衝器分別對第一和第二信號進行濾波和緩衝。檢測控制單元響應第一和第二信號、第一和第二緩衝器的輸出信號,檢測第一和第二信號之間的相位差並輸出第一和第二控制信號。第三緩衝器響應第一控制信號對第一緩衝器的輸出信號進行緩衝。第四緩衝器響應第二控制信號對第二緩衝器的輸出信號進行緩衝。乘法器將第三和第四緩衝器的輸出信號相乘。第一和第二信號相位相差約90°。
文檔編號H03B19/00GK1346175SQ01122840
公開日2002年4月24日 申請日期2001年7月10日 優先權日2000年9月26日
發明者金正鎬 申請人:三星電子株式會社