在無線通信系統中快速初始信號檢測的方法和系統的製作方法

2023-06-25 02:06:31

專利名稱：在無線通信系統中快速初始信號檢測的方法和系統的製作方法
技術領域：
本發明一般涉及無線通信系統，尤其涉及在無線通信系統的接收機中初始信號檢測、頻率偏移估計和定時對準估計。
現有技術說明移動和固定的蜂窩無線通信系統已經逐漸在全世界普及。蜂窩的概念包括使用一個或多個基站(BS)，對於電話系統，該基站連接到公用電話交換網(PSTN)。遠程終端，也稱作用戶單元(SU)和手機，使用無線通信和商定的協議連接到每個基站。對於移動蜂窩系統，遠程終端是便攜的，可以由個人隨身攜帶或放置在車內。在也稱作無線本地環路(WLL)系統的固定蜂窩系統中，遠程終端在位置上是固定的。對於向邊遠地區和/或在還不具備大規模有線電話基礎設施的國家中增添電話業務，這種WLL系統是有用的。
現代蜂窩系統是數字的，並存在幾種協議的標準。數字系統一般使用頻分多址(FDMA)技術、時分多址(TDMA)技術、TDMA與FDMA的組合(TDMA/FDMA)、或者碼分多址(CDMA)技術。例如，對於FDMA/TDMA系統，將頻譜劃分成多個頻率信道，並將每條頻率信道再劃分成多個時隙。在CDMA系統中，給每條信道分配一個特定的擴頻碼。雙工(雙向通信)可以使用時分雙工(TDD)，將一條頻率信道中的一些時隙用於下行鏈路(基站到用戶單元)，並將同一頻率信道中的其它時隙用於上行鏈路(SU到BS)。也可以使用頻分雙工(FDD)，在頻分雙工中上行鏈路和下行鏈路的通信出現在不同的頻率信道。類似地，也可以使用碼分雙工。
最近，已經提出空分多址(SDMA)系統。SDMA基站使用天線振子陣列替代單個的天線振子，並使用空間處理，以實現較低的重用因子和/或在相同「常規」(頻率、頻率和時隙或者編碼)信道上基站(BS)和多個遠程終端之間的同時通信。空間處理包括用複數權重(即幅度和相位)加權從每個天線振子接收(在上行鏈路中)的信號或向每個天線振子發送(在下行鏈路中)的信號，根據用戶的「空間標記」確定該用戶發送或接收所用的權重，這是該用戶位置的一個函數。
TDMA/FDMA系統標準的兩種例子是全球移動通信系統(GSM)和個人手持電話系統(PHS)。GSM在全世界非常地普及，並且還存在稱作DCS-1800的高頻版本，在美國是用於個人通信系統(PCS)的PCS-1900標準。PHS在日本普及並逐漸在其它的國家普及。PHS是TDMA/FDMA TDD系統，而GSM是TDMA/FDMA FDD系統。對於高移動性的蜂窩通信，標準的GSM是最普及的，而在低移動性的個人通信中通常使用標準的PHS。
在無線通信系統中，當用戶單元(SU)第一次開機時，用戶單元必須向無線網絡標識它本身。為進行標識，提供用於這種信令的網絡控制信道。在PHS協議中，分配特定的頻率信道和時隙作為控制信道。在PHS控制信道中發送三種控制消息。廣播控制信道(BCCH)消息不斷在下行鏈路上從基站向多個用戶單元(SU)廣播，該消息說明時隙結構和基站標識。BCCH消息具有一個比特序列，在該序列中將跟隨一種已知格式。在PHS標準中，控制消息包括62比特的前置碼和32比特的「獨持字」序列，兩者都是預先安排的，並對於每個用戶單元都是已知的。可以由用戶單元(SU)獲取控制信道來搜索並唯一地識別該格式。尋呼信道(PCH)消息是用於通知各用戶單元(SU)來話呼叫的下行鏈路消息。信令控制信道(SCCH)在上行鏈路和下行鏈路上使用以交換支持呼叫連接所需的信息。在PHS中，PCH和SCCH消息包括相同的前置碼和獨持字。
當用戶單元加電時，它必須在時間和頻率中搜索BCCH消息。必須獲取BCCH消息以建立正確的控制信道結構和與用戶單元的控制消息定時。僅當用戶單元(SU)獲取BCCH後，它才可以上行鏈路到基站，例如登記它的存在。一旦建立連接，根據已經定義的協議繼續呼叫連接處理，例如，參見無線電工業和商業標準協會的「個人手持電話系統」，第二版，RCR STD-28(日本)。
已經知道將遠程終端初始化連接到蜂窩基站的一些方法，例如，響應遠程終端被第一次加電。在一種現有技術中，控制信道的頻率信道(對於FDMA)、頻率信道和時隙(對於TDMA/FDMA)或編碼(對於CDMA)為用戶單元(SU)所知，用戶單元(SU)一開始測量每個已知控制頻率(或編碼)的接收電平，然後，按漸減的接收信號電平的順序，與當前的時隙或編碼同步以接收網絡標識數據。其它技術在1997年6月17日授權給Pinualt等人，標題為《減少移動站連接到蜂窩基站所需時間的方法和系統》的美國專利US 5,640,675中描述。這些現有技術尤其適用於GSM TDMA/FDMA系統，在該系統中用戶單元(SU)包括用戶標識模塊(SIM)，該模塊說明用戶的本地網並包括非易失性存儲器。該非易失性存儲器用於存儲控制頻率列表以在連接過程中搜索。
不在已知控制頻率上搜索信號電平，一種改進的現有技術包括搜索由基站在被稱作控制信道的邏輯信道中廣播的已知比特序列。例如，在PHS中，這可以是搜索所有控制消息中的六十二比特的已知前置碼序列的一部分或全部和/或三十二比特的已知「獨持字」序列中的一部分或全部，上述控制消息包括BCCH和PCH，並且已經知道如何搜索這種序列，例如使用相關法。
然而這種搜索方法依然受大頻率偏移失真的出現、接收信號強度的波動以及噪聲和/或其它幹擾信號的出現等的影響。還知道相關技術的計算很複雜。典型的用戶單元需要價格便宜並消耗功率低，因此可能只具有有限的計算能力。
一旦檢測到控制消息，還需要確定包括消息定時的定時對準、頻率偏移和接收信號質量的估計。
發明概述因此，本發明的一個目的是提供一種在無線通信系統中獲取初始控制信道的方法，該方法可快速並簡單地實現。
本發明的另一個目的是提供一種能獲取初始控制信道的用戶單元，該用戶單元基本上允許無線通信系統中的頻率偏移。
本發明的另一個目的是提供一種在無線通信系統中估計頻率偏移的方法。
本發明的另一個目的是提供一種在無線通信系統中估計信號質量的方法。
本發明的另一個目的是提供一種能夠在無線通信系統中提供消息或幀定時以及波特點估計的用戶單元。
概括地講，本發明的用戶單元實施例包括模擬的射頻前端和數位化和下變頻級，該級生成基帶信號的複數(即，同相I和正交相位Q)8比特的數字採樣。控制信號被定期地發送給用戶單元，該信號包括比特序列的參考信號。在預定的信道上發送該控制信號，在此「信道」是指FDMA系統中的頻率信道、TDMA系統中的時隙，或CDMA系統中的編碼，以及TDMA/FDMA系統中的時隙和頻率信道。本優選實施例在使用PHS的TDMA/FDMA系統的基站之中。連接數位訊號處理器以接收採樣，並處理它們以生成控制信道相關輸出，在一些實施例中還包括載波頻率偏移估計。通過差分採樣編碼這些採樣，使控制信道的獲取基本上免受初始載波頻率偏移的影響。以碼元速率進行差分採樣編碼。這些經差分採樣編碼的採樣被輸入相關器，該相關器(一般)使用預先存儲的相關器係數，來搜索經過差分採樣編碼，然後抽取並擴展速率(以支持快速計算)，再標準化的某種(一般是調製的)參考信號(比特序列)。當出現參考信號時，相關器產生峰值輸出。峰值的時間位置可用於定時對準，並可用於直接獲取頻率估計。也可以比較相關器輸出的測量值和信號幅度的測量值以指示檢測到參考信號出現。在該相關峰值上出現的複數相關的角度除以2π再除以碼元周期以得到頻率偏移估計，在一些實施例中，與估計值成比例的測量值是足夠的，該角度被提供為這樣一種測量值。
本發明一個方面的優點是提供一種獲取控制信道信號的方法，該方法功能強並基本上與所有合理的初始載波頻率偏移無關。
本發明另一個方面的另一優點是提供一種方法，該方法允許接收信號中合理的幅度變化和幹擾的出現。
本發明另一個方面的另一優點是提供一種對於製造商可靠並經濟的用戶單元。
本發明另一個方面的又一優點是提供一種快速並簡單地從控制信道信號獲取中得到載波頻率偏移估計的方法。
本發明另一個方面的又一優點是提供一種快速並簡單地從控制信道信號獲取中得到定時對準估計的方法。
本發明又一個方面的又一優點是提供一種快速並簡單地從控制信道信號獲取中得到信號質量估計的方法。
在閱讀如附圖所示的優選實施例的詳細說明之後，對於本領域的普通技術人員，本發明的上述和其它目的和優點必然將變得更加明顯。
附圖簡要說明

圖1是本發明的用戶單元實施例射頻部分的功能方框圖，該部分包括接收機前端和發射機末級；圖2是補充圖1中的射頻部分的數位訊號處理部件的方框圖；圖3是由圖2的接收機數位訊號處理單元執行，基帶接收信號的差分採樣編碼和相關處理的功能方框圖。
優選實施例的詳細說明實施優選實施例方法所需的硬體在無線本地環路系統的無線用戶單元中實施本發明的優選實施例，該系統使用PHS協議並與使用空分多址(SDMA)的基站通信。對於本領域的普通技術人員很明顯，本發明的各方面顯然也可以被應用於受頻率偏移影響的任何一種通信系統，即，任何一種通頻帶系統，和發送已知序列的任何一種系統，該序列在開始時可以被檢測。該系統可以使用任何一種調製方法，可以使用頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)、碼分多址(CDMA)或時分多址/頻分多址(TDMA/FDMA)等，可以包括或不包括空分多址(SDMA)，可以是固定的或移動的，等等。
圖1示出了本發明的無線電話用戶單元(SU)實施例的射頻部分，在此用參考標號10表示這些射頻部分。射頻部分10包括接收機前端12和發射機末級14，分別通過帶通濾波器18和發射/接收(T/R)開關20連接到天線16。
所接收的信號通過典型的下變頻後生成248.45MHz的中頻(IF)信號，該下變頻使用連接到第一中頻(IF)混頻器24的1658MHz的第一本地振蕩器22。由I和Q解調器26分離同相(I)和正交(Q)信號，該解調器26連接到工作在469.9MHz的第二本地振蕩器28。
本地振蕩器通常是晶體控制的，其精度大約為±10ppm，或者在1.9GHz的射頻載波頻率上大約為±20kHz。本發明中的本地振蕩器最好是鎖相環(PLL)型的，以便一旦獲取控制信道，通過調整壓控振蕩器(VCO)，可以基本上消除初始晶體頻率誤差。在PHS中，20kHz的誤差轉變成在一個碼元周期的時間內的37.5度的相位誤差。如PHS中所用的，在解調DQPSK信號時通常使用判定引導的載波恢復。如果出現噪聲，判定引導的載波恢復法將可能失去同步，除非使用初始近似頻率校正。在PHS實施例中所用的特定1/4 QPSK解調中，當在碼元周期的時間內頻率偏移相位誤差達到45度時，判定引導的頻率偏移估計將完全失去同步，並且誤比特率(BER)將直線上升。
同相模數轉換器(I-ADC)30以768千採樣/秒的速率生成8比特的I-採樣。類似地，正交相位模數轉換器(Q-ADC)32以768千採樣/秒的相同速率生成8比特的Q-採樣。
發射信號通過典型的上變頻，該上變頻使用連接到末級射頻(RF)混頻器34的1685MHz本地振蕩器22。接收將被發射的同相(I)和正交(Q)信號，其中由同相數模轉換器(I-DAC)36以768千採樣/秒的速率接收8比特的I-採樣流，由正交相位數模轉換器(I-DAC)38以768千採樣/秒的速率接收8比特的Q-採樣流，圖2是數位訊號處理器(DSP)部分40的方框圖，該數位訊號處理器從接收機前端12接收I/Q-採樣，並生成將由發射機末級14發送的I/Q-信號。該DSP部分40包括若干個DSP裝置，包括連接到話音編碼DSP裝置(聲碼器)DSP44和電話接口46的接收機-DSP(Rx-DSP)42。發射機-DSP(Tx-DSP)48從接口46接收音/數據，並將它們編碼成正確的I/Q信號以由發射機末級14發射。快速存儲器50提供程序執行，並提供用於Rx-DSP 42和Tx-DSP 48的存儲器。Motorola(Phoenix、AZ)DSP56303 24比特的數位訊號處理器分別用作Rx-DSP 42和Tx-DSP 48。DSP56303是可編程CMOS DSP的DSP56300系列產品中的一種。該系列產品使用高性能，每時鐘周期單指令的引擎。DSP56300系列產品的結構特點包括桶形移位器、24比特編址、指令緩存和直接存儲器存取(DMA)。對於本領域的普通技術人員來說，顯然可以用其它的DSP裝置或微處理器來替代。
參見圖1，使用載波大約為1900 MHz的射頻信號生成同相(「I」)和正交(「Q」)分量，使用469.9MHz的載波檢測這兩種分量。以碼元速率的四倍數位化並採樣該I和Q信號。對於在說明性實施例中使用的PHS系統，碼元速率是192kHz，所以在該實例中的採樣速率將是768千採樣/秒。每個採樣的深度為8比特。
在圖2中，所接收的數字I和Q信號由Rx-DSP 42進行數位訊號處理。該Rx-DSP42最好被編程如下1.收集來自ADC 30和32的I和Q採樣；2.進行控制信道的獲取和時分雙工的基本處理，進行信道控制數據脈衝串定時的初始估計，確定初始載波頻率偏移，這些方面包括初始控制信道的獲取方法和本發明的其它特點；3.進行拆解、頻率偏移補償、下變頻、濾波與均衡，其中一組四倍過採樣的原始基帶採樣相應於一組一倍過採樣(192kHz)信號，該信號被均衡並被波特對準以便解調；4.執行解調；5.分解解調後的脈衝信號；6.解擾消息；7.進行循環冗餘校檢(CRC)；8.解密話務數據；9.向聲碼器DSP 44發送話音話務數據；10.向Tx-DSP 48發送控制信道信號和信道質量測量值；11.更新接收補償濾波器和頻率偏移估計值；
12.在SDMA的情況下，計算將發送回基站的校準信息；13.更新在射頻(RF)接收機和發射機部件中使用的壓控振蕩器(VCO)和鎖相環(PLL)(未圖示)。
如此在Rx-DSP 42中執行本發明方法的各種實施例。
PHS系統中的基站在控制信道中周期性地發送控制消息以協調其範圍內的所有用戶單元。在PHS中，該控制消息被放在保留時隙和保留載波中。在PHS中，在物理控制信道上發送三種主要類型的控制消息BCCH(廣播控制信道)消息、PCH(尋呼信道)消息和SCCH(信令控制信道)消息。BCCH消息由基站(BS)在下行鏈路上向多個用戶單元(SU)定期廣播，並包括基站(BS)標識碼，控制信道時隙結構的相關信息，例如哪一時隙專用於PCH和SCCH消息，以及其它的系統信息。PCH消息是從基站到用戶單元的下行鏈路消息，主要用於將來話呼叫通知用戶單元。SCCH消息可以在上行鏈路或下行鏈路上發送，並用於傳送基站(BS)和用戶單元(SU)之間的呼叫連接所需的信息。在許多無線通信系統中，包括PHS，控制消息包含已知比特序列。這種格式在此被稱作已知比特序列、編碼序列、參考序列等。本發明在實際實施中可能出現的競爭格式和信號的混亂狀態中提供這種格式的正確識別。這種格式出現的檢測和它的相關定時是控制信道獲取、載波頻率同步和隨後使用所建立的通信鏈路的關鍵，該所建立的通信鏈路用於在許多用戶單元和它們的指定基站之間同時進行無幹擾電話通信。
在PHS中，控制消息包括六十二比特的前置碼序列和三十二比特的獨持字序列，兩者都是已知的既定序列。在本發明一個方面，這些已知比特中的一種被用於構成將被搜索的參考序列。在說明性的實施例中，選擇前置碼的後十八個的比特和獨持字所有的三十二個比特構成這種參考信號，該參考信號組成參考序列。
應當注意到，在優選實施例的TDMA/FDMA PHS系統中，控制信道數據在預定的時隙和頻率信道中發送，在僅使用FDMA的系統中，控制信道數據一般在預定的頻率信道中發送，在僅使用TDMA的系統中，控制信道數據一般在時隙中發送，而在CDMA系統中，控制信道數據一般使用編碼進行發送。總之，在使用不同的標準時，「預定信道」應被解釋成這些可能情況中的任何一種。應當注意到在一些系統中，「預定信道」可以是這些「信道」的已知或者是確定的組合中的一種。
雖然說明本發明的說明性例子專門用於解決與載波頻率偏移的確定有關的問題，其中載波頻率偏移因為相位未與已獲取的射頻(RF)信號同步的低價晶體振蕩器而產生。本發明的以下方面，例如脈衝串定時的初始估計、PHS系統所特有的控制信道獲取和處理，呼叫獲取、定時和頻率偏移估計可以被應用於在呼叫開始時使用已知序列的任何一種通頻帶系統。
聲碼器DSP 44接收來自Rx-DSP 42的話音信號，並通過接口46為電話手機生成話音信號，它不斷檢測掛機和摘機狀態，提供音頻檢測和其它常規的電話手機功能。
Rx-DSP 42和Tx-DSP 48可以使用高級DSP程式語言編程，例如MATLAB(matrix laboratory)，這是一種交互式矩陣處理程序。
MATLAB綜合數字分析、矩陣計算、信號處理和圖形在一個環境中，在該環境中問題和方案用數學表達，並且沒有傳統程式語言的開銷，以支持更精巧的應用。基本數據單元是並不要求維數的矩陣。它使數字問題的解答能夠在使用諸如FORTRAN、BASIC或C等語言編寫一個程序所花費時間的一小部分時間內完成。可以使用專門的「工具箱」，該「工具箱」提供全面的MATLAB函數(M-文件)集，該函數集擴展MATLAB環境以解決特定類型的問題。這種工具箱包括信號處理、控制系統設計、動態系統仿真、系統識別、神經網絡等。
在使用MALAB和Motorola DSP56303的當前技術狀態下，將不能直接實施Rx-DSP 42和Tx-DSP 48。換句話說，最好使用MATLAB生成高級代碼設計，並運行驗證該設計的仿真。將MATLAB代碼編譯成DSP機器代碼的編譯器是公知的。然而，在優選實施例中，這樣由編譯器生成的機器代碼不能在現在可用的硬體上足夠有效地運行當前的任務。所以最好由熟練的程式設計師進行人工優化程式設計師將MATLAB源語句翻譯成相應的編譯器代碼和/或高級語言短語，例如C或C++。對於實時處理控制程式設計師來說這是一個非常熟悉的標準處理，該程式設計師經常必須計算程序代碼的每一比特所需的CPU執行周期數，以將控制器放入一個處理控制點。因此，目前不能依靠高級MATLAB/DSP編譯器的輸出來使Rx-DSP 42和Tx-DSP 48中的每一時鐘周期最有效。初始控制消息檢測當用戶單元被首次加電時，載波相位、碼元相位和時隙相位都是未知的並且必須被搜索。本發明通過使用應用於採樣而不是應用於未解調的碼元的相關技術，使從基站獲取控制信道更加容易和迅速，這種相關技術基本上消除了用戶單元對載波相位不同步的靈敏性。基本上，使用數位訊號處理方法以從參考序列相關的問題中消除載波信號頻率偏移的靈敏性。所接收的採樣在被相關之前進行「差分採樣編碼」，其中差分採樣編碼與常規的差分採樣編碼相同，該常規的差分採樣編碼一般應用於比特，將它們轉換成碼元，但在此應用于波形的採樣，該採樣在優選實施例的情況下是過採樣序列。這要求已知的比特序列在被用作相關序列，即被用作相關器係數之前，也被差分採樣編碼成參考序列h[n]。這使相關器能夠正確地工作。應當強調雖然針對包括差分相位調製的系統說明本優選實施例(PHS系統使用π/4DQPSK)，本發明與是否使用差分相位調製無關；它在任一情況下都能同樣地工作。
儘管最好使用在此所述的特定的差分採樣編碼，也可以使用可基本上降低相關峰值幅度對頻率或相位偏移波動的靈敏性的任何一種編碼，並且所有這種編碼在此都被稱作「差分採樣編碼」，當說明特定的差分採樣編碼時，具體的差分採樣編碼根據上下文將是顯然的。例如，在一種改進的實施例中，差分採樣編碼包括低通濾波以降低差分採樣編碼信號中噪聲。
圖3圖示控制消息檢測過程60，該過程最好被實施為用於DSP 42的DSP程序，該程序用從MATLAB代碼得到的代碼編寫，並作為DSP軟體裝入存儲器50。
使用一種參考信號序列為相關器74確定係數。這種相關器係數的確定一般僅執行一次，並且是脫機的而不是在用戶單元中，並且結果係數被存儲在用戶單元的存儲器71中以在相關器74需要時被再調用。確定係數的過程如下。已知比特序列的一部分或全部的參考序列輸入調製器62，調製器62生成數據碼元。在使用PHS的說明性實施例中，這種類型包括調製前置碼的最後十八個比特和獨持字的所有三十二個比特。將比特調製成碼元在本技術領域中是公知的。在PHS中，調製器62是π/4 DQPSK調製器，它將比特差分編碼成碼元(不要與差分採樣編碼混淆)。因而，調製器62生成碼元周期為Ts的複數碼元序列，在該說明性實施例的PHS系統中Ts＝1000/192us。脈衝整形濾波器(和採樣器)64用於生成採樣周期為Ts/N的過採樣序列x[n]，其中N是過採樣因子，n是時間標號。N一般與輸入給相關器74的過採樣因子相同，該因子與在用戶單元(SU)中採樣數位化下變頻信號的過採樣因子相同。在優選實施例中，使用平方根升餘弦脈衝進行脈衝整形。也可以使用其它的脈衝整形，脈衝整形在本技術領域是公知的。在優選實施例中用於用戶單元的過採樣因子N＝4。在在此使用的標記中，x[n]是複數採樣值，其中n是時間標號。第一差分採樣編碼器66將其轉換成輸出y[n]，該y[n]被提供給抽取器68。例如y[n]＝x[n]*x′[n-M0]，其中′表示複數共軛運算符，*表示相乘，M0是任一非負整數並且一般設置為N。量值Td＝M0*Ts/N稱作差分採樣編碼周期，並且一般被設置為採樣周期Ts。在一種改進的實施例中，差分採樣編碼器66執行操作y1[n]＝x[n]*x′[n-M0]，然後進行y[n]＝LPF{y1[n]}，其中LPF{}是所選擇的低通濾波器操作以降低末級差分採樣編碼序列y[n]中的噪聲。然後以L抽取差分採樣編碼後的序列y[n]以生成抽取輸出a[n]。一般來說，L是滿足0＜L≤N的任一整數，並且一般設置L＝N。然後由採樣速率擴展器處理抽取輸出a[n]以生成採樣周期Ts/N上的序列b[n]。採樣速率擴展器69的輸出b[n]與其輸入a[n]的關係為
該採樣速率擴展器69的擴展速率為L。
在優選實施例中，採樣速率擴展器69的輸出b[n]由標準化器70標準化，該標準化器70使序列的每個元素除以整個序列的歐幾裡得矢量範數，即除以該序列中採樣幅度總和的平方根，從而生成參考序列h[n]。該序列一般存儲在存儲器71中以在獲取接收信號期間作作相關器74的係數。
現在說明在用戶單元中處理N次過採樣的複數採樣的接收序列(表示為z[n])以檢測控制序列的出現。雖然在此使用標記z[n]表示複數信號，應當理解它是將被處理的例如來自ADC 30和32的I和Q採樣。這些採樣的採樣周期為Ts/N，其中Ts和N的含義和值與上面在形成相關器的係數時的含義和值相同。由第二差分採樣編碼器72將採樣序列z[n]轉換成信號u[n]，其中差分採樣編碼器72是用戶單元(SU)的部件。所接收的序列z[n]以與參考序列相同的方式被差分採樣編碼，即，在一種實施例中u[n]＝z[n]*z′[n-M0]，和在一種改進的實施例中，u1[n]＝z[n]*z′[n-M0]，然後進行u[n]＝LPF{u1[n]}，其中LPF{}是所選擇的低通濾波器以降低u[n]中的噪聲。然後同樣作為用戶單元部件的相關器74能夠通過使差分採樣編碼序列信號u[n]與相關器係數相關從而生成輸出v[n]，其中相關器係數是參考序列h[n]的值(一般預先存儲在存儲器71中)。該複數值相關為v~[n]=i=0M-1h[M-i]*u[n-i],]]>其中M是相關器係數序列的長度(採樣個數)，該序列是差分採樣編碼的參考序列。在優選實施例中，M＝23*N(差分採樣編碼序列相應於三十二比特的獨持字加前置碼的後十八個比特)。參考序列h[n]一般包括多個由採樣速率擴展器生成的零。因此，在相關器74中存在多個零值係數。這允許降低所需的計算量，因為在總和中僅需計算h[n]為非零的乘積。這種計算功率的降低將降低硬體成本和電池功率，否則將需要耗費很高的時鐘速率。在一種可選實施例中，不進行抽取和速率擴展，所以相關是差分採樣編碼的序列u[n]與差分採樣編碼的序列y[n]的相關。
序列y[n]的抽取和隨後的速率擴展生成參考序列h[n]，該序列h[n]包含序列y[n]的一個稀疏子集，其中y[n]的一些值已經被強制轉變為零。因此序列h[n]被稱作填零子集參考序列。實際效果在於相關求得的不是相關乘積的總和，而是一些相關乘積的部分和。對於本領域的普通技術人員將是顯然的，使用y[n]的抽取和速率擴展僅是確定這種填零子集參考序列的一種方法。例如，一種可選實施例可以確定整個序列y[n]，然後設置一些值為零。需要記住一般僅脫機確定一次填零子集參考序列h[n]。
同樣，使用這種填零子集參考序列作為相關器係數組的相關僅是使用部分求和進行相關的一種方法。執行這種部分求和相關的其它方法也在本發明的範圍之內。例如，在可選實施例中，可以強制相關中的求和操作不在順序加一的標號上相加，而是在順序地加一個更大數的標號上相加。
在得到計算功率的情況下，相關器74的優選實施例將v[n]形成為複數相關[n幅值的函數，例如v[n]＝|[n]|。可選地，相關器74的輸出被形成為[n]實部的函數。在兩種實施例中，v[n]中幅度峰值的出現表示原始序列中參考信號的出現。兩種可選實施例還產生本發明該方面的一個主要優點，即，在面對討厭的普通載波頻率偏移時，用戶單元的初始獲取基本上是可靠的。然而，第一實施例對於偏移比第二實施例更可靠，而第二實施例雖然對載波頻率偏移具有更強的靈敏性，但有降低相關器所需計算次數的優點，並且具有與第一實施例近似相同的參考信號檢測性能。
在一種可選實施例中，可以直接執行[n]實部的確定，而不需要首先確定[n]，通過使用下式v[n]=i=0M-1Re{h[M-i]}*Re{u[n-i]}+Im{h[M-i]}*Im{u[n-i]}]]>其中Re{}和Im{}分別表示實部和虛部。
由單元76將輸出v[n]平方以生成相關涉及信號w[n]。在優選實施例中，該平方使在確定幅值時不必計算平方根。因此，典型地，不直接確定v[n]，而由單元74和76組合以直接生成w[n]。在可選實施例中，可以省略單元76，或者可以確定相關輸出v[n]的其它單調函數以生成相關涉及信號w[n]。
當相關器涉及信號w[n]高於閾值時，閾值檢測器78輸出信號表示在控制消息中出現參考信號。相關峰值的位置提供定時相位。實際上，幹擾信號可以隨意地提高集合信號的電平。例如，在PHS系統中，相鄰時隙可以用於傳送話務(TCH)消息，並且如果這些相鄰脈衝串的傳輸功率電平很高，則它們可能被誤認為控制消息。在一種改進的實施例中，比較相關涉及信號w[n]與作為信號幅度函數的量值。在優選實施例中使用的函數是幅度平方裝置80。即，通過計算信號幅度相關閾值d[n]，可以防止變化的信號幅度產生不利影響，其中d[n]最好依據差分採樣編碼序列u[n]的平方幅度。
最好象下面所述的那樣使用幅度平方裝置80和低通濾波器(LPF)82生成d(n)。從差分採樣編碼序列u[n]計算瞬時功率p[n]為p[n]＝u[n]*u′[n]，然後被濾波以在LPF 82的輸出上生成d[n]。例如，由下式定義一種將使用的LPF響應d[n]＝γp[n]+(1-γ)d[n-1]，0≤γ≤1，其中γ一般選作L/M。優選地，LPF 82的響應為d[n]=i=0K-1p[n-i],]]>其中一般選擇K等於M。也可以選用其它的LPF響應。平方器80的目的是使閾值檢測器78比較信號w[n]和類似單元的d[n](相關器輸出被視為具有與信號u[n]相同的單元)。對於本領域的普通技術人員將是顯然的，其它的實施例可以修改方框76和80使w[n]和d[n]具有可比較的維數。顯然LPF 82的目的是濾除噪聲，並且可選實施例可以沒有LPF 82，而使用其它元件平滑信號。
閾值檢測器78的輸入是w[n]和d[n]。在一種實施例中，閾值檢測器78比較w[n]和閾值ad[n]，並且只要超過閾值ad[n]，則確定在某些採樣時間n上發現控制消息。α的典型值是0.25乘以參考序列的矢量範數。在優選實施例中，閾值檢測器比較輸入w[n]和閾值ad[n]，並且如果超過閾值，計算使w[n]/d[n]最大化的採樣m用於n≤m＜n+K。下述程序可用於確定m
這裡的優點是可以避免計算複雜的除法。K值一般等於M。檢測器78表示在採樣時間m上檢測到控制消息。
在一種改進的實施例中，α可以被設置為自適應的。一開始，α被設置為最大值αmax。通過在預定的時間間隔上遞減Δα來降低α的值，直到檢測到控制消息。這種自適應方法降低了在不同的信號質量、噪聲和幹擾環境中錯誤地檢測控制消息的可能性。αmax的典型值為0.8，Δα的典型值為0.1。頻率偏移估計相關器在閾值檢測器78上生成周期峰值輸出，該峰值輸出可以用於直接獲得頻率偏移估計fest。當參考信號與輸入信號z[n]在採樣時間m上正確地聯合時，∠[m]≈θ，其中∠是相位，θ是表示為一個相位角度的偏移。這在不存在噪聲和不相等的信道多徑時將是完全正確的。在該相關峰值上出現的複數相關的同相和正交採樣的角度除以2π與差分採樣編碼周期Td(最好等於碼元周期Ts)的乘積以生成頻率偏移估計值，即fest＝∠I，Q/2πTd。其中∠I，Q＝∠[m]≈θ。尤其重要地指出這種頻率偏移估計在幾乎沒有花費的情況下獲得，並且簡單並易於獲得。並指出獲得該頻率偏移估計值並不是能夠獲得控制信道所需要的先決條件。信號質量估計用戶單元所接收信號的質量是一個有用的量值。信號質量估計值在診斷、故障排除、控制發射機功率、瞄準/安裝天線、信道分配等中是有用的。在大多數的系統中，它被從用戶單元向基站發送以便基站可以調整發射功率。在本發明的另一方面，信號質量被估計為w[m]/d[m]，其中m是在例如Rx-DSP 42的數字獲取處理器上檢測到控制消息的時間。天線指向眾所周知一些天線是定向的。例如，可以設置一個天線陣列從不同方向擇優地發射和接收信號。例如，可以使用一個天線陣列，並且在每個天線振子上接收的信號可以在幅度和相位上被不同地加權，以擇優地接收一個或多個方向上的信號。這種天線也可以用於擇優地發射。在信號接收期間，所接收信號的強度將取決於天線指向的方向。在用戶單元位置固定的系統中，例如無線本地環路系統，為了獲得好的通信質量，正確的天線瞄準可能是必需的。
本發明的另一方面是將信號質量估計值w[m]/d[m]用於瞄準/安裝天線。天線瞄準方法的優選實施例如下。用戶單元的天線瞄準一個方向，應用初始獲取處理以試圖檢測控制消息。可以由操作員或使用機械進行天線的瞄準。如果該處理成功地發現控制消息，信號質量估計被用作質量水平。該質量水平向瞄準天線的操作員提供反饋。在操作員的情況下，反饋可以用直觀顯示的形式，例如LED刻度(例如，好的質量可以使5個LED發光，壞的質量不使LED發光)。如果反饋指示信號質量不夠好，天線被重複瞄準並重複該過程。一旦給操作員的反饋指示質量足夠好，瞄準過程結束。基站分配在蜂窩系統中，可能有用戶單元可以連接的多個基站。在PHS中，例如，多個基站一般通過在不同的時隙中發送控制消息來共享同一控制信道。用戶單元可能必須根據它在控制頻率上從不同基站(BS)接收的信號來確定連接到哪一基站。這就是基站分配問題。
本發明的另一方面是使用信號質量估計進行基站分配的方法。在用於PHS系統的說明性實施例中，基站分配是在天線瞄準過程結束之後的又一可選步驟，其中該用戶單元1.解碼由初始控制消息獲取過程檢測的控制消息；2.根據消息確定基站標識；和3.向如此識別出的基站發送SCCH消息以向該網絡登記它本身。定時對準本發明的另一方面是定時對準。本發明的方法提供一種確定消息發送時間中的點以及波特點的方法。波特點一般是波形的中心，該波形用於整形表示數據碼元的脈衝，因而是採樣每個數據碼元的最佳點。消息的長度一般根據碼元數預先定義。在PHS標準中，消息的長度為120個數據碼元，並包括上升沿和下降沿時間。過採樣在每一數據碼元周期Ts生成N個採樣。
在本發明的優選實施例中，通過使用Rx-DSP 42在時間m上檢測控制消息來估計消息定時和波特點定時。估計控制消息的開始出現在時間標號[m-round{N(D-1/2)}]上，其中N是過採樣因子，D是參考信號中最後一個碼元相對於控制消息啟始的位置，以碼元計算。「round{}」表示四捨五入在最接近整數上下變化的量，也可以用到最接近整數的截斷舍位來替代。波特點被估計為遞加多個N的m，例如，波特點被估計為m、m+N、m+2N等。
下述MATLAB代碼是如何編程Rx-DSP 42以檢測控制脈衝串的例子，並且，如果成功，估計頻率偏移，控制脈衝串開始的時間標號和所檢測控制脈衝串的信號質量。對於本領域的普通技術人員來說，在Rx-DSP 42中所用的實際代碼顯然是根據該MATLAB代碼(自動或人工)確定的代碼。
下述MATLAB代碼是該代碼的第二部分，並且是如何編程Rx-DSP 42以實施閾值檢測器78功能的例子。
下述MATLAB代碼是如何編程Rx-DSP 42以生成將在控制脈衝串檢測中被相關的參考信號h[n]。它是圖3中調製器62、脈衝整形濾波器64、差分編碼器66、抽取器68和速率擴展器69的程序等價物。
儘管已經用本優選實施例說明本發明，應當理解該公開不能被解釋為限制性的。在閱讀上述公開之後，對於本領域的普通技術人員來說，各種改變和修改必然變得明顯。因此，後附的權利要求書將被解釋為覆蓋落入本發明真正精神和範圍之內的所有改變和修改。
權利要求
1.一種在無線通信系統中由接收機獲取控制信道的方法，在該系統中定期地發送已知的參考信號，該方法包括步驟(a)根據可能包括已知參考序列的基帶射頻信號生成複數數字採樣的採樣序列z[n]，該基帶射頻信號根據在接收機上接收的接收信號確定；(b)差分採樣編碼所述的採樣序列z[n]以生成差分採樣編碼的採樣序列u[n]；(c)差分採樣編碼一種所述參考信號x[n]以生成差分採樣編碼的參考序列y[n]；和(d)相關差分採樣編碼的採樣序列u[n]和差分採樣編碼的參考序列y[n]以生成相關器輸出信號v[n]，當已知的參考信號存在於該基帶射頻信號中時，該相關器輸出信號v[n]具有幅度峰值，選擇步驟(b)和(c)的差分採樣編碼以降低相關器輸出信號v[n]中的任一幅度峰值對基帶射頻信號中頻率偏移變化的靈敏度。
2.根據權利要求1的方法，其中步驟(b)和(c)的差分採樣編碼分別確定u[n]＝z[n]*z′[n-M0]，和y[n]＝x[n]*x′[n-M0]。其中′表示複數共軛運算，*表示乘法，M0是確定差分採樣周期Td的非負整數。
3.根據權利要求2的方法，其中基帶射頻信號被用碼元周期Ts數字調製，並且差分採樣編碼周期Td等於碼元周期Ts。
4.根據權利要求3的方法，其中相關步驟確定相關乘積的部分和。
5.根據權利要求4的方法，其中根據填零子集參考序列h[n]確定部分和，通過設置差分採樣編碼參考序列y[n]的一些採樣值為零並標準化來確定h[n]，以便填零子集參考序列h[n]是標準化的，並且其中所述的相關步驟使差分採樣編碼的採樣序列u[n]與填零子集參考序列h[n]相關。
6.根據權利要求5的方法，其中將差分採樣編碼的採樣序列y[n]的一些採樣值設置為零包括步驟抽取差分採樣編碼的採樣序列y[n]以獲取抽取序列，上採樣(upsampling)該抽取序列，標準化上採樣的抽取序列以提供填零子集參考序列h[n]。
7.根據權利要求5的方法，其中由差分採樣編碼的採樣序列u[n]與填零子集參考序列h[n]的複數相關的幅度來確定相關器輸出信號v[n]。
8.根據權利要求5的方法，其中由差分採樣編碼的採樣序列u[n]與填零子集參考序列h[n]的複數相關的實部來確定相關器輸出信號v[n]。
9.根據權利要求5的方法，還包括步驟(e)確定相關器相關信號w[n]，相關器相關信號w[n]是相關器輸出信號v[n]的單調函數；並且(f)確定信號幅度相關閾值d[n]，該信號幅度相關閾值d[n]單調地取決於差分採樣編碼的採樣序列u[n]的幅度；(g)比較相關器相關信號w[n]與信號幅度相關閾值d[n]，以表示相關器相關信號w[n]何時超過閾值常數α與信號幅度相關閾值d[n]的乘積。
10.根據權利要求9的方法，其中所述確定相關器相關信號w[n]的步驟將相關器相關信號w[n]確定為相關器輸出信號v[n]的平方值；並且所述確定信號幅度相關閾值d[n]的步驟將信號幅度相關閾值d[n]確定為差分採樣編碼的採樣序列u[n]的平方值。
11.根據權利要求9的方法，其中所述確定相關器相關信號w[n]的步驟將相關器相關信號w[n]確定為相關器輸出v[n]的平方值；並且所述確定信號幅度相關閾值d[n]的步驟包括低通濾波差分採樣編碼的採樣序列u[n]的平方值以生成信號幅度相關閾值d[n]。
12.根據權利要求9的方法，還包括步驟(h)確定時間對準m為在相關器相關信號w[n]超過閾值常數α與信號幅度相關閾值d[n]的乘積時的採樣時間。
13.根據權利要求12的方法，還包括步驟(i)確定接收信號的信號質量估計w[m]/d[m]為相關器相關信號w[n]在時間對準m上的值與信號幅度相關閾值d[n]在時間對準m上的值之比。
14.根據權利要求13的方法，其中接收機包括天線，該方法還包括(j)通過改變天線方向直到信號質量估計w[m]/d[m]達到可接收的質量水平來定向天線。
15.根據權利要求14的方法，其中該可接收的質量水平是信號質量估計的最大值。
16.根據權利要求9的方法，其中用閾值常數α的初始值執行比較的初始步驟(g)，該方法還包括在預定的時間間隔上執行的附加步驟(h)重複步驟(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)，每一連續的重複根據搜索策略改變閾值常數α的值，當相關器相關信號w[n]超過閾值常數α與信號幅度相關閾值d[n]的乘積時結束重複。
17.根據權利要求16的方法，其中重複步驟(h)中的搜索策略重複步驟(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)直到達到重複的最大數，每一連續重複使用一個值用於閾值常數α，該值小於閾值常數α的前一個值。
18.根據權利要求16的方法，其中在重複步驟(h)中的搜索策略當閾值常數α大於或等於最小值時，重複步驟(a)、(b)、(d)、(e)、(f)和(g)，每一連續重複使用一個值用於閾值常數α，該值小於閾值常數α的前一個值。
19.根據權利要求12的方法，還包括步驟(i)計算角度偏移θ，θ為差分採樣編碼的採樣序列u[n]和填零子集參考序列h[n]的複數相關的時間對準m上的相位角度；(ii)確定載波頻率偏移fest為角度偏移θ的函數。
20.根據權利要求19的方法，其中所述步驟(j)確定載波頻率偏移fest為角度偏移θ除以一分母，該分母等於2π與差分採樣編碼周期Td的乘積，即fest=2**Td]]>其中*表示乘法。
21.根據權利要求12的方法，包括(i)確定採樣序列z[n]的波特點為時間對準m和在碼元周期Ts中距離該時間對準m多個採樣的所有採樣時間。
22.一種根據基帶射頻信號的複數數字採樣的採樣序列z[n]確定在基帶射頻信號中出現已知參考信號的方法，該方法包括步驟(a)差分採樣編碼所述採樣序列z[n]以生成差分採樣編碼的採樣序列u[n]；並且(b)相關差分採樣編碼的採樣序列u[n]與一組相關器係數，該相關器係數包括一個差分採樣編碼的採樣序列y[n]，該序列y[n]通過採樣並差分採樣編碼一種所述參考信號x[n]來確定，該相關生成相關器輸出信號v[n]，當已知參考信號存在於基帶射頻信號中時，該相關器輸出信號v[n]具有幅度峰值。u[n]和y[n]中的差分採樣編碼的類型相同，並選擇以降低相關器輸出信號v[n]中的任一幅度峰值對基帶射頻信號中頻率偏移變化的靈敏度。
23.一種無線通信系統，包括(a)無線電接收機，該無線電接收機包括天線，用於接收接收信號；前端，連接到天線並根據接收信號生成基帶射頻信號的複數數字採樣序列；(b)數位訊號處理器，用於差分採樣編碼所述採樣以生成差分採樣編碼的採樣序列；(c)相關器，包括用於存儲相關器係數的相關器係數存儲器，該相關器連接到數位訊號處理器，並相關差分採樣編碼的採樣序列與相關器係數，該相關器的輸出包括相關器輸出信號；(d)用於差分採樣編碼一種採樣的已知參考信號x[n]以生成差分採樣編碼的參考序列y[n]的裝置；和(e)用於將差分採樣編碼的參考序列裝入相關器係數存儲器的裝置。
24.根據權利要求23的無線電接收機，其中差分採樣編碼的步驟(b)和(d)分別確定u[n]＝z[n]*z′[n-M0]，和y[n]＝x[n]*x′[n-M0]。其中′表示複數共軛運算，*表示乘法，M0是確定差分編碼周期Td的非負整數。
25.根據權利要求24的無線電接收機，其中基帶射頻信號被用碼元周期Ts數字調製，並且差分編碼的周期Td等於碼元周期Ts。
26.根據權利要求25的無線電接收機，其中裝入裝置(e)將差分採樣編碼的參考信號的填零子集參考序列裝入相關器係數存儲器，通過將該差分採樣編碼的採樣序列的一些採樣值設置為零並標準化來確定該填零子集參考序列，所以該填零子集參考序列是標準化的。
27.根據權利要求26的無線電接收機，其中將差分採樣編碼的採樣序列的一些採樣值設置為零包括步驟抽取差分採樣編碼的參考序列以獲取抽取序列，上採樣該抽取序列，標準化上採樣的抽取序列以提供填零子集參考序列。
28.根據權利要求26的無線電接收機，其中由差分採樣編碼的採樣序列與相關器係數的複數相關的幅度來確定相關器輸出信號。
29.根據權利要求26的無線電接收機，其中由差分採樣編碼的採樣序列與相關器係數的複數相關的實部來確定相關器輸出信號。
30.根據權利要求26的無線電接收機，還包括(f)單調函數裝置，該裝置包括輸入和輸出，該輸入連接到相關器的輸出，該單調函數裝置的輸出包括相關器相關信號，該信號是單調函數裝置輸入信號的單調函數；和(g)信號幅度函數裝置，該裝置具有輸入和輸出，該輸入包括差分採樣編碼的採樣序列，該輸出包括信號幅度相關閾值，該閾值單調地取決於差分採樣編碼的採樣序列的幅度；(h)閾值器，包括用於設置閾值常數值的設置裝置，並具有第一輸入、第二輸入和主輸出，該閾值器比較第一輸入和第二輸入，並當第一輸入超過由設置裝置所設置的閾值常數值與第二輸入的乘積時，在主輸出上生成檢測信號，第一輸入連接到單調函數裝置的輸出，第二輸入連接到信號幅度函數裝置的輸出。
31.根據權利要求30的無線電接收機，其中單調函數裝置(f)是第一幅度平方器，信號幅度函數裝置是第二幅度平方器，該接收機還包括(i)低通濾波器，具有輸入和輸出，其輸入連接到第二幅度平方器的輸出，其輸出連接到閾值器(h)的第二輸入。
全文摘要
一種無線通信用戶單元(圖1)包括生成同相和正交相位數字採樣的射頻下變頻級(10)。連接數位訊號處理器(圖3)以接收採樣,並處理它們以生成控制信道相關輸出和載波頻率偏移估計。通過差分採樣編碼(72)這些採樣使控制信道的獲取基本上不受初始載波頻率偏移的影響。這些信號被輸入給相關器(74),該相關器的係數是預先存儲的經過差分採樣編碼、抽取和速率擴展的一種已知參考序列。當參考序列出現時,相關器輸出峰值輸出,該峰值輸出可用於檢測參考序列的出現。峰值的時間位置可用於時間對準、信號質量估計,和直接獲取頻率偏移估計。
文檔編號H04L7/04GK1270724SQ98808126
公開日2000年10月18日 申請日期1998年8月7日 優先權日1997年8月8日
發明者路易斯C·雲 申請人:埃瑞康姆公司