一種自激振蕩式大功率led恆流驅動電路的製作方法

2023-06-10 13:30:21 2

專利名稱：一種自激振蕩式大功率led恆流驅動電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種大功率LED驅動電路，尤其涉及一種自激振蕩式大功率LED恆流驅 動電路。
背景技術：
LED是英文light emitting diode (發光二極體)的縮寫，它的基本結構是一塊電致發 光的半導體材料，置於一個有引線的架子上，然後四周用環氧樹脂密封。LED優點眾多， 比如壽命長，啟動時間短，結構牢固，能耗小，使用安全性高，沒有紫外輻射等，另外其 生產可實現無汞化，對環境的保護和節約能源具有重要意義。由於LED相較於傳統發光設備優點眾多，世界上在此方面投入的研究力度大大加強， 特別是對大功率LED (1W以上)的研發與生產。隨著大功率LED的市場規模逐漸擴大， 並且開始拓展到通用照明領域，如家用照明燈具、手電筒、閃光燈、汽車前燈等等。照明 工業和照明市場不論在我國還是世界上，都是個巨大的產業。據權威機構預測，2010年 前後，LED將大規模替代傳統白熾燈與螢光燈。單個LED需要直流低壓電源驅動，供電電壓在1V-24V之間，由於大功率LED驅動 電流較大，相比於小功率LED，更需要考慮驅動電路的帶負載能力與效率，傳統的小功率 LED —般接數字邏輯電平加限流電阻即可驅動，但是這種方法是無法驅動大功率LED的。 若把大功率LED用在通用照明領域，則必需要專門的驅動電路。由於LED正向伏安特性 非常陡，發光亮度隨電流的大小而變化，若電壓波動稍增，電流就會增大到將LED燒毀 的程度。當應用環境變化或LED老化的情況下，其負載也會變化，若採用恆壓控制的話， 電流便和設定的恆流值不同了。由於LED發光最關鍵的參數是流過其的電流，所以應該採 用恆流控制。尤其對於大功率LED，電流通常要達到1A以上的級別，為了穩住LED的 工作電流，提高驅動電路的效率，保證LED正常可靠地工作，各種各樣的大功率LED驅 動電路應運而生。最簡單的是市電整流穩壓過後串連一隻限流電阻，但這樣不能做到穩壓恆流驅動，電 壓波動較大時就會對LED造成損害，放光亮度也不一致。 一種傳統的方案是先用工頻變 壓器把市電降壓，再進行整流濾波成直流電壓用以驅動LED,如果要求穩定性更高，會用 線性穩壓器在其後做一級穩^E;但是工頻變壓器比較笨重，所佔面積較大，線性穩壓器除效率較低外，也不能滿足恆流要求，所以這種方法現在已經很少使用。另外也有採用普通 開關電源作為大功率LED的驅動，但一般穩壓電源成本較高，面積較大，且缺乏恆流控 制。還有一種目前應用較多的方案，採用專用大功率LED驅動晶片，利用開關變換器原 理，輔以一定的外圍元器件構成穩壓恆流驅動器，雖然採用集成電路晶片能夠減小電路面 積，但各種大功率LED驅動晶片的價格高，質量參差不齊，內部集成開關管的LED驅動 晶片功率容量有限，帶負載能力不強，對於一些更高功率的LED無法驅動。發明內容本發明提供成本低、可靠性、穩定性高且驅動效率高的一種自激振蕩式大功率LED 恆流驅動電路。本電路不採用任何驅動晶片，僅用較少的電阻、電容、三極體等普通分立 元器件，構成一種自激振蕩結構，驅動開關電路，並結合電流反饋，實現了大功率LED 的恆流驅動。而且通過調節外部電流採樣電阻的阻值，可以改變LED的發光亮度。本發明採用如下技術方案一種自激振蕩式大功率LED恆流驅動電路，包括整流濾波電路、開關電路、穩壓恆 流輸出電路、變壓器，自激振蕩式脈寬調製信號產生電路、電流反饋阻塞電路，交流市電 經過整流濾波電路轉換為高壓直流信號傳送至開關電路，開關電路將所述的高壓直流信號 進行脈寬調製，得到高頻交流信號並傳輸至變壓器，變壓器的次級輸出繞組將初級繞組傳 遞過來的高頻交變電壓輸至穩壓恆流輸出電路，由穩壓恆流輸出電路將該高頻交變電壓整 流濾波為直流電壓輸出用以驅動LED，並將所述的直流電壓作為電流採樣信號輸出至電流 反饋阻塞電路用以產生阻塞信號並將該信號輸出至開關電路用以抑制脈寬調製信號，控制 開關電路工作，變壓器的正反饋繞組將感應的正反饋電壓輸出至自激振蕩式脈寬調製信號 產生電路產生脈寬調製信號輸至開關電路，該信號控制開關電路產生高頻交變電壓。本發明具有如下優點1、 本發明的驅動電路僅用較少的電阻、電容、三極體等普通分立元器件，構成一種自激 振蕩結構，驅動開關MOS管，因此不需要專門的PWM (脈寬調製)晶片，大大節約 了電路成本，而且晶片在比如在氣候變化較大、機械振動等情況下容易失效，分立器 件卻受環境影響較小，因此，電路的可靠性也得以提高。2、 本發明在變壓器上添加了一組正反饋繞組，配合電阻電容的積分結構，產生自激振蕩， 控制三極體導通與截止，從而驅動功率MOS管進行高頻開關，使得開關電路能夠正常工作，把原邊的能量通過高頻變壓器傳遞給副邊。因為採用了開關電路結構，使整個 驅動電路的效率比傳統的線性穩壓結構大大提高，可以達到80%以上。3、 本發明的輸出部分採用電流模式採樣反饋，通過普通電阻、電容、三極體、光電耦合 器組成了一種阻塞電路，當輸出電流高於設定恆流值時，該阻塞電路使開關電路停止 工作，當輸出電流剛下降到恆流值以下，阻塞電路停止作用，開關電路繼續工作；這 樣便能使輸出的LED工作電流處於僅有很小紋波的恆流狀態;從而能夠實現恆流輸出， 使大功率LED更加可靠工作，發光均勻，延長使用壽命。4、 本發明電路還可以進一步調節LED的亮度，由於LED的亮度和流過的電流成正比， 可通過調節外部電流採樣電阻，進行LED的亮度調節，方便可靠。由於阻塞電路開啟 條件是三極體基極達到0.7V,該0.7V是電流採樣電阻上的壓降，若改變電阻值，便能 改變0.7V壓降時流過採樣電阻的電流，即調節了 LED發光時的恆流設定值。5、 本發明電路的輸入輸出部分採用變壓器和光電耦合器進行隔離，LED的驅動輸出與高 壓市電無直接的電氣連接，這樣幹擾小，可靠性提高，另外也增強了電路工作時的安 全性。6、 本發明電路還通過添加變壓器輔助繞組，給光耦和三極體提供了工作電壓，不需要外 加電源，節省了電路面積與成本。7、 本發明的輸入電路利用電感、電容、電阻構成瞬變抑止電路，防止浪湧電壓、電流對 後級電路的損壞，同時此結構也提供濾波功能，可提高功率因數，有助於限制線載噪 聲和濾除電源產生的噪聲，提高可靠性。8、 現有的各種大功率LED驅動晶片的價格高，質量參差不齊，內部集成開關管的LED 驅動晶片功率容量有限，帶負載能力不強，對於一些更高功率的LED無法驅動；而本 電路採用外置開關管，可根據實際功率需求進行自由選擇，能夠進行更高功率的LED 驅動。


圖l是本發明的結構框圖。圖2是本發明的電路原理圖。圖3是本發明的一實施例的電路原理圖。圖4是本發明的實施例測試波形(1)圖。圖5是本發明的實施例測試波形(2)圖。
具體實施方式
以下通過本發明的具體實施例並結合附圖，對本發明的目的、電路結構和優點作進一如圖1所示，本發明包括整流濾波電路1、開關電路2、自激振蕩式脈寬調製信號產 生電路3、穩壓恆流輸出電路4、電流反饋阻塞電路5、變壓器6。整流濾波電路1把交流市電轉換為較為平穩的高壓直流信號，從其高壓直流信號輸出 端輸出至開關電路2的高壓直流信號輸入端，作為整個電路的能量供應；開關電路2將接 收到的直流高壓信號通過高頻開關進行脈寬調製後轉變為高頻交流信號，通過其高頻交流 信號輸出端將能量傳遞給變壓器6的初級繞組a;同時，開關電路2將其信號輸入端接收 到的由自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3通過自激振蕩產生的脈寬調製信號或由電流 反饋阻塞電路5傳送來的阻塞信號用以控制開關Sl的開關；變壓器6設有初級繞組a、 正反饋繞組b、次級輸出繞組c和輔助電源繞組d;變壓器6的次級輸出繞組c將感應到 的高頻交變電壓輸出至穩壓恆流輸出電路4的高頻交變電壓輸入端，經整流濾波為直流電 壓後自穩壓恆流輸出電路4的直流電壓輸出端輸出，用以驅動LED，並且將該直流電壓輸 出至電流反饋阻塞電路5的直流電壓輸入端，同時穩壓恆流輸出電路4的電流採樣輸出端 將電流採樣信號輸至電流反饋阻塞電路5的電流採樣信號輸入端；變壓器6的正反饋繞組 b將感應到的正反饋電壓輸出到自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3的正反饋電壓輸入 端；變壓器6的輔助電源繞組d將感應到的高頻交變電壓傳送給電流反饋阻塞電路5的輔 助高頻交變電壓輸入端，電流反饋阻塞電路5將電流採樣信號進行處理，當電流超過所設 定的恆流電流時，啟動阻塞電路，強制關斷開關電路2中的功率開關M0S管Sl，使LED 電流穩定於恆流設定值。如圖2所示，所述的整流濾波電路1包括二極體D1、 D2、 D3、 D4，電容C1、 C2、 電阻R1，電感L1; 二極體D1、 D2、 D3、 D4組成全橋整流器，二極體D3陰極接二極體 Dl陽極，二極體D4陰極接二極體D2陽極，兩個連接點接交流市電；二極體D1、 D2陰極 相連，作為市電整流後的直流高壓輸出與電感L1的一端連接，二極體D3、 D4陽極相連接 地，作為整流後的輸入端地；電感L1與電阻R1並聯， 一端同時連接電容C1正極，另一 端接電容C2正極，電容C1、 C2另一端都接地，組成瞬變抑制與EMI濾波電路；電容C2 正極作為整流濾波電路1的高壓直流信號輸出端。所述開關電路2包括二極體D5，電容C3，電阻R2、 R3、 R4、 R5，功率開關M0S管S1; 電阻R2—端作為開關電路2的高壓直流信號輸入端，另一端接電阻R3的一端，電阻R3 的另一端接功率開關M0S管S1的柵極和電阻R4的一端，電阻R4的另一端接地，電阻R2、 R3、 R4構成功率開關M0S管Sl的啟動電路，電阻R2、 R3的交點作為開關電路2的脈寬 調製信號輸入端；功率開關MOS管Sl的源級接地，漏極接變壓器6的初級繞組a的異名 端，同時也連接二極體D5的陽極；電阻R5、電容C3並聯， 一端接二極體D5的陰極，另 一端作為開關電路2的高頻交流信號輸出端連接變壓器6的初級繞組a的同名端，電阻 R5、電容C3與二極體D5構成RCD緩衝器。自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3包括二極體D6，電容C4、 C5，電阻R6、 R7、 R8、 R9，三極體Q1，電阻R6與電容C5串聯，電阻R6的另一端作為自激振蕩式脈寬調製信號 產生電路3的正反饋電壓輸入端，與變壓器6的正反饋繞組b的同名端連接，電容C5的 另一端接三極體Ql的集電極與二極體D6的陰極，起鉗位作用，三極體Ql的發射極與二 極管D6的陽極接地，三極體Ql的集電極作為自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3的脈寬 調製信號輸出端，與開關電路2的脈寬調製信號輸入端、電流反饋阻塞電路5的阻塞信號 輸出端相連，電阻R9的一端接地，三極體Ql的基極接電阻R9的另一端與電阻R8的一端， 電阻R8的另一端接電容C4的一端與電阻R7的一端，電容C4的另一端接地，電阻R7的 另一端作為自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3的正反饋電壓輸入端。電阻R7、 R8、 R9 與電容C4組成了對三極體Ql基極的驅動電路。穩壓恆流輸出電路4包括二極體D7，穩壓二極體D8，電容C6、 C7、 C8，電阻RIO， 可變電阻RV1; 二極體D7的陽極作為穩壓恆流輸出電路4的高頻交變電壓輸入端，與變 壓器6的次級輸出繞組c的異名端連接，二極體D7的陰極作為穩壓恆流輸出電路4的直 流電壓輸出端，與LED負載的陽極相連；電容C6與電阻R10串連後與二極體D7並聯，起 緩衝器作用；電容C7的正端接二極體D7陰極，另一端接輸出地，起濾波儲能作用；電容 C8—端接二極體D7陰極，另一端接LED陰極，起濾高頻雜波作用；穩壓二極體D8陰極 接二極體D7陰極，其陽極接LED負載的陰極，起過電壓保護作用；可變電阻RV1—端作 為穩壓恆流輸出電路4的電流採樣輸出端接LED陰極，另一端接輸出地，起電流採樣作用。所述的電流反饋阻塞電路5包括二極體D9，電容C9，電阻Rll、 R12、 R13、 R14、 R15， 光電耦合器0P1，三極體Q2、 Q3; 二極體D9的陽極作為電流反饋阻塞電路5的輔助高頻 交變電壓輸入端，接變壓器6的輔助電源繞組d的異名端，二極體D9的陰極接電容C9接地，兩者把輔助電源繞組d提供的高頻交變電壓整流濾波為直 流電壓，作為輔助電源，供給光電耦合器0P1及三極體Q2工作；電容R13的一端作為電 流反饋阻塞電路5的電流採樣信號輸入端，與穩壓恆流輸出電路4的直流電壓輸出端連接， 另一端接Q3的集電極與光電耦合器0P1的發光二極體陽極，起限流作用；三極體Q3的基 極作為電流反饋阻塞電路5的電流採樣輸入端接穩壓恆流輸出電路4的電流採樣輸出端， 三極體Q3的發射極與光電耦合器0P1的發光二極體陰極接地，電阻R14的一端接電容C9 的正極與電阻R15的一端，電阻R14的另一端接光電耦合器0P1的光敏三極體集電極，起 限流作用；光電耦合器0P1的光敏三極體發射極接地，電阻R15起限流作用，其另一端接 三極體Q2的集電極，三極體Q2的基極與電阻R12的一端、電阻R11的另一端連接，電阻 Rll的一端接光電耦合器0P1的光敏三極體集電極，電阻R12的另一端與三極體Q2的發 射極接地，三極體Q2的集電極作為電流反饋阻塞電路5的阻塞信號輸出端，接開關電路 2的脈寬調製信號輸入端，在LED電流達到設定恆流值時強制關閉電路2中的S1，以達到 恆流作用。本發明的電路的工作過程及原理本發明電路只要接入交流市電即可正常工作。由於開關電路2要求的輸入電壓為直 流，所以必須先對交流市電進行整流濾波，這個功能由整流濾波電路1來完成。交流市電 由二極體D1 D4組成的全波整流橋輸入，整流為全波電壓，再經過瞬變抑制與EMI濾波 電路後為高壓直流，輸入到開關電路2。該濾波電路結構有助於限制線載噪聲和濾除電源 產生的噪聲；除濾波功能外，電感L1的瞬態阻抗很高，與電阻R1組合可以提供必須的串 連阻抗來限制瞬態的浪湧電流，保護後級電路。電容C1、 C2除濾波外，還起到儲能的作 用。功率開關MOS管Sl在脈寬調製信號控制下進行高頻開關，將直流高壓調製為變壓器 6的初級繞組a上的高頻交變電壓，利用變壓器把能量傳遞給次級的輸出繞組。當功率開 關MOS管Sl導通時，直流高壓一初級繞組a—功率開關MOS管SI—地構成迴路，電流 流過初級繞組a，將能量存儲於初級繞組a上，此時同名端為正，異名端為功率開關MOS 管S1漏極電壓，接近0V。根據變壓器性質，此時次級輸出繞組c同名端也為正，異名端 為負，二極體D7反向截止，LED靠電容C7上存儲的能量供電。當功率開關M0S管S1截 止時，初級繞組a產生感生電勢，同名端為負，異名端為正，則次級輸出繞組c感應到後， 其異名端變負，同名端為正，二極體D7正嚮導通，能量從初級繞組a通過變壓器傳遞到次級輸出繞組c，次級輸出繞組c電流流入儲能電容C7，給其充電，同時給LED供電。由 於功率開關M0S管S1關斷時，初級繞組a上要感應次級輸出繞組c的反射電壓，功率開 關M0S管S1漏極上的電壓為直流高壓加上反射電壓，如果考慮繞組漏感尖峰等因素的話， 有可能超過功率開關M0S管S1的耐壓值，將其損壞。二極體D5、電容C3、電阻R5組成 了一個RCD緩衝器，用以減小功率開關M0S管S1關斷時產生的尖峰電壓，保護功率開關 M0S管S1。在二極體反向截止時，其上也會產生高壓尖峰，電容C6、電阻R10起緩衝作 用，降低該尖峰電壓，保護二級整流管D7。電阻R2、 R3、 R4組成功率開關M0S管Sl的 啟動電路，在剛接市電時，電路總體還未開始運行，此時直接利用直流高壓，經過分壓後 開啟功率開關M0S管S1。電阻R3還起到對功率開關M0S管S1柵極的限流作用。輸出電 路中的電容C8是濾除輸出電壓的高頻噪聲分量的。若在某些狀態，輸出的LED驅動電壓 瞬間過高，穩壓二極體D8起穩壓作用，保護LED不會損壞。可變電阻RV1上經過的電流 和LED上的一樣，其壓降可以代表電流的大小，作為電流的採樣，提供給電流反饋阻塞電 路5。驅動開關電路2中Sl的脈寬調製信號由自激振蕩式脈寬調製信號產生電路3產生。 當功率開關M0S管S1開始導通時，正反饋繞組b的同名端感應為正電壓，經由電阻R6、 電容C5、電阻R3的通路加在功率開關M0S管S1的柵極上，促使其更加導通，為正反饋。 同時，正反饋電壓通過電阻R7對電容C4充電，當電容C4上電壓不足以使三極體Q1基極 達到0.7V—1V時，三極體Q1是關斷的，不影響其導通，電阻R8是三級管Q1基極驅動的 限流電阻，電阻R9起保護基極作用。當隨著電容C4的不斷充電，三級管Ql基極達到0. 7V 一1V後，三極體Q1將導通，將功率開關M0S管S1柵極拉為低電平，關斷開關管。功率 開關M0S管S1關斷時，次級輸出繞組c輸出能量，正反饋繞組b的電壓反向，其同名端 感應為負電壓，二極體D6此時導通，將三極體Q1的集電極鉗位在比地低一個二極體壓降 的電位，即-0.7V，維持功率開關M0S管S1的關斷態。此時，由於電容C5接三級管Q1集 電極一端為近似O電位，另一端為負壓，電容C5被充電。當次級繞組c釋放能量完畢後， 變壓器6的各繞組的電壓趨向0電平，即正反饋繞組b的正反饋電壓輸出端趨向於0V， 由於電容C5的電壓不能突變，則電容C5與電阻R3相連的一端為正電壓，這將促使功率 開關MOS管Sl重新導通，稍微導通後，又會由正反饋加速其導通，重複上述步驟，這是 一個自激振蕩的過程，如此便得到了高頻的脈寬調製控制信號。功率開關M0S管S1在開 關過程中，導通時間由電容C4的充電時間來決定，關閉時間等於次級輸出繞組c每周期 釋放完能量的時間。如果電路不加反饋調整模塊，則輸出電壓會一直升高，不能穩壓恆流。所以本發明加 入了電流反饋阻塞電路5，用以確保電路為穩壓恆流輸出。可變電阻RV1上流過的電流與 LED上流過的一樣，其壓降可表示輸出電流的大小，當可變電阻RV1的壓降小於0.7V，即 三極體Q3基射極電壓小於0.7V時，三極體Q3是關斷的，輸出電壓經限流電阻R13，在 光電耦合器0P1的發光二極體上有電流流過，根據光耦的特性，其光敏三極體上也流過電 流。輔助電源繞組d、 二極體D9和電容C9組成輔助電源，為三極體Q2和光耦0P1的光 敏三極體工作時供電，電阻R15、 R14為限流電阻。由於光耦0P1的光敏三極體導通流過 電流，其集電極被拉到地電位，即三極體Q2基極為低電平，不導通，此時電流反饋阻塞 電路5與開關電路2斷開，不起阻塞作用。當流過LED的輸出電流達到設定恆流值時，可 變電阻RV1的採樣值等於0.7V，三極體Q3導通，電流大部分從三極體Q3經過，發光二 極管流過電流基本為O，光敏三極體上電流也基本為O，其集電極電位不再被拉為低電平。 輔助電源通過電阻Rll、 R14與R12的分壓加在三極體Q2基極上，其導通，功率開關MOS 管Sl柵極被強制拉為低電平而關斷，起到阻塞作用，開關電路2停止傳遞能量，輸出電 壓和電流將下降，當輸出電流稍稍減小，採樣值略低於0.7V後，三極體Q2就立刻被關斷， 阻塞作用去除，功率開關MOS管Sl繼續進行開關，傳遞能量，電壓電流又開始回升為所 設定的穩定值，如此循環下去。所以輸出給LED的驅動電壓電流基本恆定，只有很小的紋 波，屬於恆流控制。此外，改變可變電阻RV1的阻值，便可改變使其壓降為0.7V時的電 流值，即改變了驅動LED電流的恆流設定值，因為LED的亮度同流過的電流成正比，如此 便可通過調節可變電阻RV1的阻值，改變所驅動LED的發光亮度。由於不同LED的壓降不盡相同，且根據實際要求串連的LED個數也不一樣，本發明通 過修正變壓器設計，改變初次級繞組的匝比，更換少量元器件，就能產生不同驅動電壓的 輸出，適應各種設計要求。下面以一具體實施例(參見圖3)的數據結合附圖4、 5說明本發明的優點驅動兩個串連大功率LED，每個LED正常發光時恆流驅動電流為1A,單個管壓降為 4.5V，則要求該驅動電路的輸出電壓為9V、 1A，且保持電流恆定，電流紋波範圍為正負 5%內。輸入220V交流市電輸出9V， 1A恆流，9W，驅動兩個串連LED整流橋的參數選擇主要考慮耐壓值與電流容量，對於220V的應用系統，考慮特殊情 況下的電壓尖峰， 一般選取耐壓IOOOV的整流橋。電流根據實際電路的輸入電流來定，也要留有一定餘量，對於本發明的LED驅動電路，最大功率應用的情況下，輸入電流也不 會超過1A，所以可以選取2A的整流橋，比如KBP210。電容C1、 C2、電感L1的參數要根據實際濾波要求和電路測試來決定，大致可參考如 下公式L=Z/(2nXfc)， C = l/(2:i XfcXZ)，其中Z為濾波器輸入或輸出在截止頻率 下的阻抗，fc為濾波器截止頻率，和設計要求相關。電容R1與電感L1並聯，協助抑制 浪湧電流，起保護作用， 一般取10K歐姆。由於功率開關MOS管Sl在關斷過程中，漏極會承受500V左右的高壓，考慮留有一 定安全餘量， 一般選擇耐壓600V或700V的MOS管。此外，還要把流過變壓器6初級繞 組a的峰值電流作為標準，選擇能承受該電流峰值的功率開關MOS管Sl。對於大部分大 功率LED的驅動電路，根據功率不同，該峰值電流一般在1A 5A之間。電阻R3是功率開關MOS管Sl柵極驅動的限流電阻，用以限制Sl柵極充放電時的電 流， 一般取10歐姆左右。電阻R2和R4接在直流高壓與地之間，為功率開關MOS管Sl 的啟動時提供柵極驅動電壓，其分壓值要滿足使功率開關MOS管Sl柵極達到MOS管導通 時的電壓，對於功率MOS管來說， 一般該驅動電壓為10V 15V。 gp VdcXR4/(R2+R4) 二10V—15V， Vdc為直流高壓的值。此外電阻R2和R4阻值不能太小，否則在電路正常 工作時，功耗較大， 一般取幾十K歐姆到上百K歐姆。由於電阻R3阻值相對較小，在分 壓過程中可以忽略不計。電阻R5選擇的基本公式為/ 5-"^-^-，其中p^為C3兩端電壓， 一般I / / 2 KC3 f為"K。的2 2.5倍，i^為初級繞組a的漏感，^d為初級繞組a上的峰值電流，n為初級繞組a與次級輸出繞組c的匝比，K。為輸出電壓，/,為功率開關M0S管S1的開關頻率。電容C3選擇的基本公式為C3:&"，其中A^為rc3的紋波， 一般取5% 10%。 二極體D5的反向耐壓值要大於功率開關MOS管Sl的耐壓值， 一般採用能流過1A電流的快 速恢復二極體。輸出整流二極體D7—般採用快恢復二極體，或者肖特基二極體，為防止反向恢復電 流帶來的尖峰幹擾，最大電流要比設定的LED驅動恆流值高30X的餘量。電容C6—般取3XCout， Cout為二極體D7的輸出電容，計算電阻RlO用如下公式i lO-^^~~， /rf為不加RC緩衝電路時繞組c漏感與二極體D7輸出電容的諧振頻率。RC緩衝電路的計算 公式作為參考，實際還需要通過測試進行最優選擇。電容C7為輸出電容，其最小值計算公式為，C7 = ^^，其中，^^為二極體D7的關斷時間，/^為LED負載電流，^為所要求的最大輸出紋波電壓峰峰值。電容C8為慮除輸出電壓高頻雜波的， 一般取luF。 二極體D8是防止輸出過壓的穩壓二極體， 一般選取穩壓值比正常輸出的LED驅動電壓高 10%即可。可變電阻RV1作為電流採樣電阻，其要保證在達到所需要的恆定驅動電流時，壓降為0.7V，艮卩wn-^。電容C5在電路進行自激振蕩時，其兩端電壓要基本保持恆定，由于振蕩頻率較高， 所以容值選擇50nF即可，電阻R6是正反饋繞組b對電容C5充電時的限流電阻， 一般選 擇100歐姆。三極體Ql無特殊要求，選擇普通NPN型三極體例如S9013即可。起鉗位 作用的二極體D6選擇最常用的1N4007。電阻R8是驅動三極體Q1基極的限流電阻，一 般取100歐姆。保護電阻電阻R9為了不影響電路正常工作， 一般取值較大，在50K歐姆 —IOOK歐姆之間。電阻R7和電容C4組成了RC充電結構，當電容C4上端被充到0.7V 一1V時，三極體Q1就會開啟，該充電時間就是自激振蕩電路所產生脈寬調製信號的脈衝寬度，其間的關係為M。C/。/^+^(1-e—E)，其中i^為電容C4上的電壓，C/。為每 周期功率開關M0S管S1剛導通時電容C4上的初始電壓，在該電路中一般是負值，R為 RC充電電壓，即正反饋繞組b產生的電壓，R、 C分別為電阻7、電容C4的值，t為充電 時間。當取^^0.7V—1V， t^所設定的脈衝寬度，f/。、 R已知的情況下，便能計算RC的值。由於輔助電源的輸出電流較小，其輸出整流二極體D9 —般採用1A的快速恢復二極 管，濾波電容C9的大小為luF即可。光耦0P1採用電流傳輸比為1: 1的PC817B。三極 管Q2、 Q3都主要工作在導通和截止狀態，採用一般的NPN型三極體就可以，如S9013。電阻R13為為使光耦0P1能正常工作，要滿足1 = 5~10，"， r。為輸出的LED驅動電壓。尺l 3電阻R14是光耦OPl中光敏三極體的限流電阻，由於光耦OPl電流傳輸比為1: 1，光敏三極體和發光二極體中流過的電流差不多，所以有1 = 5 10附^(， ^為輔助電源的輸出電壓。電阻R15為三極體Q2集電極與輔助電源間的限流電阻，取80K歐姆左右即可。電阻R11為三極體Q2基極驅動的限流電阻，取值100歐姆。電阻R12阻值的選擇要保證其與 電阻Rll、 R14的分壓足以使三極體Q2的基射極導通，即隱:；,OI。變壓器6設計時各繞組之間的匝比有如下關係對於220V系統，整流濾波後的高壓 直流為310V左右，正反饋繞組b的輸出電壓一般為20V，這樣才能保證功率開關MOS管 Sl有效開啟，所以初級繞組a和正反饋繞組b之間的匝比為na:nb二310:20，約為15 16。 次級輸出繞組c與初級繞組a的匝比要根據輸出電壓F。的不同而不同，為了防止Sl關斷時，漏極尖峰電壓過高， 一般要求是^c+^r。 <500r ， P^為整流濾波後的高壓直流。輔助電源繞組d與次級輸出繞組c的匝比即為兩者的電壓比，有^ =，輔助電源K,一般為10V 15V。匝比確定後，在設計時，還要注意選擇合適的匝數(決定電感量)與線 徑，以免變壓器磁芯飽和或溫升太高。根據上述依據，本實例中各元件參數計算如下電阻R1: 10KQ;電阻R2: 990KQ;電阻R3: 6.8Q;電阻R4: 56KQ; 電阻R5: 130KQ;電阻R6: 100Q;電阻R7: 7.5KQ;電阻R8: 100Q; 電阻R9: 56KQ;電阻R10: 10 Q;電阻R11: 100 Q;電阻R12: 3.3KQ; 電阻R13: 1KQ;電阻R14: 1KQ;電阻R15: 80K Q; 滑動變阻器RV1: 0 1Q (正常亮時為0.7Q);電容C1: 5.6uF;電容C2: 10uF;電容C3: 2.2nF;電容C4: 3.3nF;電容C5: 50nF;電容C6: 2.2nF;電容C7: 1000uF;電容C8: luF;電容C9: luF;整流橋D1 D4: KBP210; 二極體D5: HER108; 二極體D6: 1N4007; 二極體D7: SF22;穩壓二極體D8: 9.8V穩壓管；二極體D9: SF14;電感L1: 100uH;NPN型三極體Q1、Q2、Q3: S9013;功率開關MOS管Sl: 1N60;光電耦合器OP1: PC817B; 變壓器6:各繞組匝數比na:nb:nc:nd二 14:1:1:2，初級繞組電感量為2.12mH結果分析-參見圖4中，Vo、 Io分別是電路輸出驅動LED的電壓和電流，Vgsl為功率開關MOS 管Sl柵極上的脈寬調製信號。當自激振蕩產生時，功率開關MOS管Sl柵極被脈寬調製信 號控制，開關電路進行高頻開關，把能量通過變壓器傳遞給次級的輸出。可以看出，當脈 寬調製時，由於有能量傳遞，輸出電壓和電流逐步升高，當輸出電流Io達到某一設定值時，圖中是1.05A左右，阻塞電路開始起作用，強制使功率開關M0S管S1柵極置低，關 斷它，開關電路停止傳遞能量，次級輸出電流和電壓逐步下降，當Io下降到某一值時， 圖中是0.98A左右，阻塞電路停止作用，功率開關MOS管Sl柵極繼續受脈寬調製信號控 制，Vo、 Io重新開始上升，如此反覆，最終保證了輸出電流Io只有很小的紋波，基本為 1A的穩定電流，電路起到恆流驅動LED作用。參見圖5中，Vn2為正反饋繞組b的電壓，Vc4為電容C4上端的電壓，Vgsl、 Vdsl 分別為功率開關M0S管S1柵極和漏極上的信號。在自激振蕩過程中，功率開關M0S管S1 柵極為高時開始導通，Vdsl為OV左右，正反饋繞組b此時為20V高電平，通過電阻R7 對電容C4充電，電容C4上端電壓逐漸提高，當充至0.7V—1V間的時候，NPN型三極 管Q1開始導通，把功率開關M0S管S1的柵極拉為低電平，關斷功率開關M0S管S1。此 時初級繞組a反向，Vdsl為450V左右的高壓，正反饋繞組b也反向為一IOV左右，C4 反向充電至一3V左右。當次級輸出繞組c放電完畢後，功率開關MOS管Sl又被重新開通， 按上述步驟循環，構成了自激振蕩電路。
權利要求
1、一種自激振蕩式大功率LED恆流驅動電路，其特徵在於包括整流濾波電路(1)、開關電路(2)、穩壓恆流輸出電路(4)、變壓器(6)，自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)、電流反饋阻塞電路(5)，交流市電經過整流濾波電路(1)轉換為高壓直流信號傳送至開關電路(2)，開關電路(2)將所述的高壓直流信號進行脈寬調製，得到高頻交流信號並傳輸至變壓器(6)，變壓器(6)的次級輸出繞組(c)將初級繞組(a)傳遞過來的高頻交變電壓輸至穩壓恆流輸出電路(4)，由穩壓恆流輸出電路(4)將該高頻交變電壓整流濾波為直流電壓輸出用以驅動LED，並將所述的直流電壓作為電流採樣信號輸出至電流反饋阻塞電路(5)用以產生阻塞信號並將該信號輸出至開關電路(2)用以抑制脈寬調製信號，控制開關電路(2)工作，變壓器(6)的正反饋繞組(b)將感應的正反饋電壓輸出至自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)產生脈寬調製信號輸至開關電路(2)，該信號控制開關電路(2)產生高頻交變電壓。
2、 根據權利要求l所述的一種自激振蕩式大功率LED恆流驅動電路，其特徵在於所述 的自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)包括二極體(D6)，電容(C4、C5)，電阻(R6、 R7、 R8、 R9)，三極體(Ql)，所述的電阻(R6)與電容(C5)串聯，電阻(R6)的另 一端作為自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)的正反饋電壓輸入端，與變壓器(6) 的正反饋繞組(b)的同名端連接，電容(C5)的另一端接三極體(Ql)的集電極與二 極管(D6)的陰極，三極體(Ql)的發射極與二極體(D6)的陽極接地，三極體(Ql) 的集電極作為自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)的脈寬調製信號輸出端，與開關 電路(2)的脈寬調製信號輸入端、電流反饋阻塞電路(5)的阻塞信號輸出端相連， 電阻(R9)的一端接地，三極體(Ql)的基極接電阻(R9)的另一端與電阻(R8)的 一端，電阻(R8)的另一端接電容(C4)的一端與電阻(R7)的一端，電容(C4)的 另一端接地，電阻(R7)的另一端作為自激振蕩式脈寬調製信號產生電路(3)的正反 饋電壓輸入端。 '
3、 根據權利要求l所述的一種自激振蕩式大功率LED恆流驅動電路，其特徵在於所述 的電流反饋阻塞電路(5)包括二極體(D9)，電容(C9)，電阻(Rll、 R12、 R13、 R14、 R15)，光電耦合器(0P1)，三極體(Q2、 Q3)， 二極體(D9)的陽極作為電流反饋阻塞 電路(5)的輔助高頻交變電壓輸入端接變壓器(6)的輔助電源繞組(d)的異名端， 二極體(D9)的陰極接電容(C9)的正極，電容(C9)的負極接地，電容(R13)的一 端作為電流反饋阻塞電路(5)的電流採樣信號輸入端，與穩壓恆流輸出電路(4)的 直流電壓輸出端連接，另一端接三極體(Q3)的集電極與光電耦合器(0P1)的發光二極體陽極，三極體(Q3)的基極作為電流反饋阻塞電路(5)的電流採樣輸入端接穩壓 恆流輸出電路(4)的電流採樣輸出端，三極體(Q3)的發射極與光電耦合器(0P1) 的發光二極體陰極接地，電阻(R14)的一端接電容(C9)的正極與電阻(R15)的一 端，電阻(R14)的另一端接光電耦合器(0P1)的光敏三極體集電極，光電耦合器(0P1) 的光敏三極體發射極接地，電阻(R15)的另一端接三極體(Q2)的集電極，三極體(Q2) 的基極與電阻(R12)的一端、電阻(R11)的另一端連接，電阻(R11)的一端接光電 耦合器(0P1)的光敏三極體集電極，電阻(R12)的另一端與三極體(Q2)的發射極 接地，三極體(Q2)的集電極作為電流反饋阻塞電路(5)的阻塞信號輸出端，接開關 電路(2)的脈寬調製信號輸入端。
全文摘要
本發明提供一種自激振蕩式大功率LED恆流驅動電路，其成本低、可靠性、穩定性高且驅動效率高；本電路包括整流濾波電路、開關電路、穩壓恆流輸出電路、變壓器，自激振蕩式脈寬調製信號產生電路、電流反饋阻塞電路，整流濾波電路將市電接入整流為直流後輸出到開關電路進行自激振蕩式高頻開關，再通過變壓器使穩壓恆流輸出電路的高頻電壓轉變為直流電壓用以驅動LED，同時採樣電流信號通過電流反饋阻塞電路產生阻塞信號用以控制開關電路的工作；本電路不採用任何驅動晶片，僅用較少的普通分立元器件，構成一種自激振蕩結構，驅動開關電路並結合電流反饋，實現了大功率LED的恆流驅動。
文檔編號H05B37/02GK101227778SQ20081002065
公開日2008年7月23日 申請日期2008年2月19日 優先權日2008年2月19日
發明者孫偉鋒, 申 徐, 時龍興, 傑 李, 陸生禮 申請人:東南大學