一種抑制電機不平衡負載下轉矩脈動的控制方法及系統與流程
2023-06-10 14:09:11 2
本發明屬于于電機控制技術領域，特別涉及一種盤式雙轉子對轉永磁同步電機，具體涉及一種抑制盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下轉矩脈動的控制方法及系統。
背景技術：
我國是一個陸地大國，也是一個有著1.8萬公裡長海岸線的海洋大國，海洋對於我國有著非常重要的經濟意義和軍事意義。黨的十八大報告明確提出了我國「海洋強國」的發展戰略，指出要「提高海洋資源開發能力，發展海洋經濟，保護海洋生態環境，堅決維護國家海洋權益，建設海洋強國」，海洋戰略也已經上升為我國的國家戰略。海洋的開發利用和海洋權益的維護需要先進的海洋工程裝備和武器裝備。然而，我國海洋裝備的技術水平還不高，我國海洋開發和海洋高技術水平總體比發達國家還落後10～15年。海洋科技成果產業化水平低，自主創新能力較差，科技貢獻率只有30％，相比而言，發達國家科技進步因素在海洋經濟發展中的貢獻率達到80％左右。2011年8月，中國發布了《海洋工程裝備產業創新發展戰略(2011-2020)》，明確提出了「海洋工程裝備產業是開發利用海洋資源的物質和技術基礎」，提出「「十三五」期間，加快發展新型海洋工程裝備，開展前瞻性海洋工程裝備技術研究。」
海洋裝備如水下航行器、輪船等的對轉螺旋槳永磁電機驅動系統採用一種盤式雙轉子對轉永磁同步電機，盤式雙轉子對轉永磁同步電機採用盤式結構，只有一個定子和一套定子繞組，定子繞組採用兩相交叉環繞方式繞制於定子鐵芯上，兩個盤式永磁轉子在機械上相互獨立，對稱分布於定子兩側，用「三明治」的形式將盤式定子夾在中間，定子繞組中通入對稱三相電流後，定子兩側產生方向相反、速度相同的旋轉磁場，從而吸引轉子按相反的方向同步旋轉，兩個轉子通過軸承固定在基座上，以內外嵌套軸輸出，驅動兩個螺旋槳反向旋轉。這種新型電機極大的減小了設備的體積和重量，提高了工作效率，能很好的滿足節能和調速的要求，有著優越的運行性能，因此，在水下航行器和飛行器領域有著很好的應用前景。
盤式雙轉子對轉永磁同步電機的控制研究還處於起步階段，目前，在該電機兩邊負載不平衡狀態下實現可靠運行的控制方法都是採用基於傳統動態主-從控制方法(主-從控制方法中，主控制轉子是需要控制的，從控制轉子是不需要控制的；實時比較兩個轉子的狀態，實時切換主控制轉子與從控制轉子，故稱為動態主-從控制)，但是該方法也存在轉矩脈動大、轉速波動大等問題，尤其是在負載不平衡嚴重的情況下，氣息磁場畸變嚴重，轉子上會出現更加大的轉矩脈動。因此，對盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載運行情況下的轉矩脈動進行抑制具有重要的實際意義。
技術實現要素：
本發明所解決的技術問題是，針對現有技術的不足，提供一種抑制盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下轉矩脈動的控制方法及系統，不僅能夠實現盤式雙轉子對轉電機不平衡負載下穩定運行而且能夠有效抑制轉子上的轉矩脈動。
為實現上述目的，本發明所提供的技術方案是：
一種抑制電機不平衡負載下轉矩脈動的控制方法，所述電機為盤式雙轉子對轉永磁同步電機，所述控制方法包括以下步驟：
步驟1、基於傳統動態主-從控制方法計算電機動態主-從控制q軸調製電壓uqref和d軸調製電壓udref；
步驟2、採用傅立葉分析方法獲取電機的實際電流在三相坐標系下的5次和7次諧波分量(主要諧波分量)，經過abc-dq坐標系轉化並通過低通濾波得到d軸5次和7次諧波分量id5th和id7th，以及q軸5次和7次諧波分量iq5th和iq7th；
步驟3、將步驟2得到的各諧波分量分別與0比較後，經過交叉耦合pi調節模塊得到d軸5次和7次諧波電壓ud5th和ud7th，以及q軸5次和7次諧波電壓uq5th和uq7th；
步驟4、將udref、ud5th和ud7th疊加得到d軸總的調製電壓udref*；將uqref、uq5th和uq7th疊加得到q軸總的調製電壓uqref*；即：
udref*＝ud7th+udref+ud5th
uqref*＝uq7th+uqref+uq5th
步驟5、將udref*和uqref*經過dq-αβ坐標變換並通過svpwm方式調製後，得到電機的控制信號(觸發脈衝)。
進一步地，所述步驟1具體為：
1.1)檢測電機第一轉子和第二轉子的位置和轉速，根據傳統動態主-從控制方法確定主控制轉子的位置角θ和轉速ω，從控制轉子處於跟隨狀態；
1.2)將主控制轉子的轉速ω與實際工程所得參考轉速ω*進行比較，其結果經過轉速pi調節器得到q軸電流參考值iq*；
1.3)檢測電機的實際電流ia、ib和ic，對其實際電流ia、ib和ic進行坐標變換得到實際q軸電流iq和實際d軸電流id；
1.4)將實際q軸電流iq與q軸電流參考值iq*進行比較，其結果經過q軸電流pi調節器得到電機動態主-從控制q軸調製電壓uqref；
1.5)將實際d軸電流id與d軸電流參考值id*比較，其中id*給定為0，其結果經過d軸電流pi調節器得到電機動態主-從控制d軸調製電壓udref。
進一步地，所述步驟1.2)中，轉速pi調節器的比例係數kp1＝1.1，積分係數ki1＝85；步驟1.4)中，q軸電流pi調節器的比例係數kp2＝1.1，積分係數ki2＝85；步驟1.5)中，d軸電流pi調節器的比例係數kp3＝1.1，積分係數ki3＝85。
進一步地，所述步驟3具體為：
3.1)將id5th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出為ud5th；將iq5th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出uq5th：
ud5th＝(id5th-0)·(kp4+ki4·(1/s))·rs+5ωld·(iq5th-0)·(kp5+ki5·(1/s))
uq5th＝(iq5th-0)·(kp5+ki5·(1/s))·rs-5ωld·(iq5th-0)·(kp4+ki4·(1/s))
其中，1/s是積分因子，ω是主控制轉子的轉速(穩態時雙轉子同步角速度)，kp4和ki4是交叉耦合pi調節模塊中d軸5次諧波pi控制器的比例和積分係數；kp5和ki5是交叉耦合pi調節模塊中q軸5次諧波pi控制器的比例和積分係數；
3.2)將id7th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出ud7th；將iq7th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出uq7th：
ud7th＝(id7th-0)·(kp6+ki6·(1/s))·rs+7ωld·(iq7th-0)·(kp7+ki7·(1/s))
uq7th＝(iq7th-0)·(kp7+ki7·(1/s))·rs-7ωld·(iq7th-0)·(kp6+ki6·(1/s))
其中，1/s是積分因子，ω是主控制轉子的轉速，kp6和ki6是交叉耦合pi調節模塊中d軸7次諧波pi控制器的比例和積分係數；kp7和ki7是交叉耦合pi調節模塊中q軸7次諧波pi控制器的比例和積分係數。
進一步地，所述步驟3.1)中，kp4＝0.8，ki4＝400，kp5＝0.8，ki5＝100；步驟3.2)中，kp6＝0.8，ki6＝100，kp7＝0.8，ki7＝100。
本發明還提供了一種抑制電機不平衡負載下轉矩脈動的控制系統，所述電機為盤式雙轉子對轉永磁同步電機，包括兩個旋轉變壓器、選擇模塊、三相電流互感器、2個abc-dq坐標變換模塊、7個比較器、轉速pi調節器、q軸電流pi調節器、d軸電流pi調節器、諧波電流提取模塊、低通濾波模塊、交叉耦合pi調節模塊、2個加法器、dq-αβ坐標變換模塊、svpwm調製模塊；
兩個旋轉變壓器檢測電機第一轉子和第二轉子的位置和轉速，輸入選擇模塊；選擇模塊採用傳統動態主-從控制方法比較兩個轉子的狀態，確定主控制轉子，並得到主控制轉子的位置角θ和轉速ω；
所述三相電流互感器用於檢測電機的實際電流ia、ib和ic；
第一abc-dq坐標變換模塊將電機的實際電流ia、ib和ic進行坐標變換得到實際q軸電流iq和實際d軸電流id；
第一比較器將主控制轉子的轉速ω與實際工程所得參考轉速ω*進行比較，其結果經過轉速pi調節器得到q軸電流參考值iq*；第二比較器將實際q軸電流iq與q軸電流參考值iq*進行比較，其結果經過q軸電流pi調節器得到電機動態主-從控制q軸調製電壓uqref；
第三比較器將實際d軸電流id與d軸電流參考值id*比較，其中id*給定為0，其結果經過d軸電流pi調節器得到電機動態主-從控制d軸調製電壓udref；
諧波電流提取模塊採用傅立葉分析方法獲取電機的實際電流在三相坐標系下的5次和7次諧波分量；經過第二abc-dq坐標變換模塊和低通濾波模塊得到d軸5次和7次諧波分量id5th和id7th，以及q軸5次和7次諧波分量iq5th和iq7th；
第四～第七比較器分別將4個諧波分量與0比較後，輸入交叉耦合pi調節模塊得到d軸5次和7次諧波電壓ud5th和ud7th，以及q軸5次和7次諧波電壓uq5th和uq7th；
第一加法器將ud5th、ud7th和udref疊加得到d軸總的調製電壓udref*；第二加法器將uq5th、uq7th和uqref疊加得到q軸總的調製電壓uqref*；
dq-αβ坐標變換模塊將udref*和uqref*進行坐標變換；其結果輸入svpwm調製模塊進行調製，得到電機的控制信號(觸發脈衝)。
有益效果：
本發明不僅能夠實現盤式雙轉子對轉電機不平衡負載下穩定運行，還能夠精準有效抑制盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下轉矩脈動；具有以下優點：
1)採用直接注入的方法，簡單可行，易於實現；保證盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下穩定運行；2)直接檢測實際電流，計算諧波電壓併疊加到參考電壓，採用svpwm方式進行調製，能夠精準、有效地對轉矩脈動進行抑制。
下面結合附圖對本發明專利進一步說明。
附圖說明
圖1為盤式雙轉子對轉永磁同步電機結構示意圖；
圖2為盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下轉矩脈動抑制的整體控制框圖；
圖3為交叉耦合pi調節模塊；
圖4為未進行轉矩脈動抑制時電機輸出轉矩和轉速波形圖；
圖5為採用本發明控制方法時電機輸出轉矩和轉矩波形圖；
具體實施方式
為了使本發明所解決的技術問題、技術方案及有益效果更加清楚明白，以下結合附圖對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
圖1是盤式雙轉子對轉永磁同步電機結構示意圖，電機採用盤式結構，兩個永磁轉子對稱分布於定子兩側，在機械上相互獨立，繞組採用兩相交叉環繞方式繞制於定子鐵芯上，只有一個定子和一套定子繞組，繞組中通入對稱三相電流後，定子兩側產生方向相反旋轉磁場，從而吸引轉子按相反的方向旋轉，兩個轉子通過軸承固定在基座上的，以內外嵌套軸輸出，驅動兩個螺旋槳反向旋轉；
圖2是盤式雙轉子對轉永磁同步電機不平衡負載下轉矩脈動抑制的整體控制框圖。
檢測盤式雙轉子對轉永磁同步電機轉子1、轉子2的位置和轉子1、轉子2的轉速，根據轉子磁鏈定向主-從動態矢量控制確定主控制轉子的位置角θ和轉速ω，從控制轉子處於跟隨狀態，轉子轉速ω與實際工程所得參考轉速ω*比較後，經過轉速pi調節器得到q軸電流參考值iq*,轉速pi調節器的比例係數kp1＝1.1，積分係數ki1＝85；檢測盤式雙轉子對轉永磁同步電機的實際電流ia、ib、ic，經過abc-dq坐標系轉化得到實際q軸電流iq和實際d軸電流id；實際q軸電流iq與q軸電流參考值iq*比較後，經過q軸電流pi調節器得到盤式雙轉子對轉永磁同步電機運行q軸調製電壓uqref，q軸電流pi調節器的比例係數kp2＝1.1，積分係數ki2＝85；實際d軸電流id與d軸電流參考值id*比較後，經過d軸電流pi調節器得到盤式雙轉子對轉永磁同步電機運行d軸調製電壓udref，d軸電流pi調節器的比例係數kp3＝1.1，積分係數ki3＝85；
採用傅立葉分析方法獲取盤式雙轉子對轉永磁同步電機的實際電流ia、ib、ic在三相坐標系下的5、7次諧波分量，經過abc-dq坐標系轉化通過低通濾波得到d軸5次、7次諧波分量id5th、id7th和q軸5次、7次諧波分量iq5th、iq7th；
圖3為交叉耦合pi調節模塊示意圖。將id5th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出為ud5th，將iq5th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出為uq5th，
ud5th＝(id5th-0)·(kp4+ki4·(1/s))·rs+5ωld·(iq5th-0)·(kp5+ki5·(1/s))
uq5th＝(iq5th-0)·(kp5+ki5·(1/s))·rs-5ωld·(iq5th-0)·(kp4+ki4·(1/s))
其中1/s是積分因子，ω是主控制轉子的轉速，kp4、ki4是交叉耦合pi調節模塊中d軸五次諧波pi控制器的比例、積分係數，kp4＝0.8，ki4＝100，kp5、ki5是交叉耦合pi調節模塊中q軸五次諧波pi控制器的比例、積分係數，kp5＝0.8，ki5＝100；
將id7th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出為ud7th，將iq7th與0比較後，通過交叉耦合pi調節模塊輸出為uq7th，
ud7th＝(id7th-0)·(kp6+ki6·(1/s))·rs+7ωld·(iq7th-0)·(kp7+ki7·(1/s))
uq7th＝(iq7th-0)·(kp7+ki7·(1/s))·rs-7ωld·(iq7th-0)·(kp6+ki6·(1/s))
其中1/s是積分因子，ω是主控制轉子的轉速，kp6、ki6是交叉耦合pi調節模塊中d軸七次諧波pi控制器的比例、積分係數，kp6＝0.8，ki6＝100，kp7、ki7是交叉耦合pi調節模塊中q軸七次諧波pi控制器的比例、積分係數，kp7＝0.8，ki7＝100；
設盤式雙轉子對轉永磁同步電機總的調製電壓d軸電壓為udref*、q軸調製電壓q軸電壓為uqref*，則udref*和uqref*為：
udref*＝udref+ud5th+ud7th
uqref*＝uqref+uq5th+uq7th
將udref*和uqref*經過dq-αβ坐標變換並通過svpwm方式調製後得到盤式雙轉子對轉永磁控制信號。
圖4為未進行轉矩脈動抑制時電機輸出轉矩和轉速波形圖，採用傳統動態主-從控制策略。轉子1負載為10n·m，轉子2負載為8n·m，從圖中可以看出，系統穩定可靠運行，轉子轉矩和轉速都有比較大的脈動，其中轉矩脈動更為突出。
圖5為採用本發明控制方法時電機輸出轉矩和轉矩波形圖。轉子1負載為10n·m，轉子2負載為8n·m，從圖中可以看出，系統穩定可靠運行，轉子轉矩和轉速仍有一定的脈動，但脈動遠比採用傳統動態主-從控制策略脈動小。