電驅動系統中減小通用模式幹擾電流的方法及相應的電驅動系統的製作方法
2023-05-29 22:15:21
專利名稱：電驅動系統中減小通用模式幹擾電流的方法及相應的電驅動系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種根據權利要求1的上位概念的方法以及根據權利要求6的上位概念的電驅動系統；其中以帶有DC供電裝置的電驅動系統為基礎，如由EP0334112B1公開的那樣。
背景技術：
根據現有技術，由DC供電裝置供電的脈衝變換器使得感應式電機(如同步電機)能以可變頻率和電壓運行。由於感應式電機的各個繞組相以及DC供電裝置都具有不能忽略的、相對於地電勢(地電容)的寄生漏電容，因此由於脈衝變換器的半導體開關的開關過程而產生電容式再充電電流，然後該電流在DC供電裝置中作為EMV幹擾以通用模式幹擾電流的形式產生影響。該幹擾電流一方面可以幹擾與DC供電裝置電連接的其它設備(「導線連接的EMV幹擾」)。另一方面還會導致很強的無線電幹擾場的反射，然後還可能干擾未與DC供電裝置電連接的設備(「無線電EMV幹擾」)。因此，通常對容許的通用模式幹擾電流預先規定了嚴格的邊界值。
在此，特別嚴格的邊界值適用於這樣的設備和系統，其中一方面DC供電裝置的空間延伸大、與DC供電裝置電連接的導線網絡的空間延伸大以及電功率高，另一方面空間比例較窄，即與根據應用具有很高電靈敏度和電磁靈敏度的、可能會被幹擾危害的設備之間的可能距離很小。這種邊界條件出現在具有電推進驅動設備的船舶中，尤其是在潛水艇中。
大功率感應式電機、尤其是例如在EP0334112B1中指出的船舶驅動電機通常由一個共用的DC供電裝置通過多個脈衝變換器供電。為了避免由於相互之間的磁耦合而在繞組相中引起較大的補償電流，各個脈衝變換器的開關過程要相互同步，也就是說開關過程要幾乎同時發生。因此，以基本上相同的開關頻率來同步脈衝變換器。但是，由於各個脈衝變換器中的開關過程同時進行，因此基於繞組相的地電容而引起的各個變換器的充電和放電電流脈衝疊加起來，並且會有較大的通用模式幹擾電流流入供電裝置。
公知有很多方法用於減小由於脈衝變換器供電而產生的通用模式電流以及由此而導致的幹擾。這些方法的目標是，增大引起通用模式幹擾電流的阻抗，其中根據這一目的在合適位置另外引入合適的感抗。這樣，通過DE10059332A1公知，通過例如所有電機連接導線都穿過一個可磁化的耦合鐵芯，可以在所有導向一個電機的電機連接導線中轉換地耦合出阻抗。但這種耦合鐵芯特別是在驅動大功率時具有很大的重量和體積，因此將其安裝到驅動設備中可能會在位置狹窄時產生問題。此外，該解決方案還存在令人頭疼的資金花費問題。DE10040851A1公開了將電機的帶有繞組的部件與外殼隔離開來，並將帶有繞組的部件通過電感耦合到地。這種額外需要的電感與繞組相對於地電勢的寄生電容串聯，並由此同樣也增大了對通用模式電流起決定性作用的阻抗。
發明內容
在現有技術的基礎上，本發明要解決的技術問題是在不採用額外的、帶有感抗的部件的條件下減小通用模式幹擾電流，並節省由於採用額外的感抗而帶來的對位置需要、重量、安裝和連線的成本和費用。
該技術問題的解決由根據權利要求1的上位概念的方法和根據權利要求6的上位概念的電驅動系統出發，通過各特徵部分來完成。根據權利要求1的方法的優選實施例在從屬權利要求2至5中給出；根據權利要求6的電驅動系統的優選實施例在從屬權利要求7至16中給出。
通過本發明的方法和本發明的電驅動系統，由兩個脈衝變換器產生的通用模式幹擾電流通過繞組相對地電勢的寄生電容反向，由此尤其是在DC供電裝置中基本上相互抵消了該幹擾電流。
通過本發明的解決方案，使對感應式電機的驅動功能起決定作用的脈衝變換器的輸出電壓，也就是在每個變換器輸出接頭之間的電壓差保持不變。通用模式幹擾電流的減小只是通過相應地控制脈衝變換器來進行。不需要諸如額外電感的特殊部件。由此相對於採用額外電感來說，節省了由於位置需要、重量、安裝和連線而產生的成本和花費。
本發明的解決方案及其實施方式同樣適合於具有通過單相變換器的單相供電的感應式電機，以及通過多相變換器的多相(如三相)繞組系統和供電的電機。
由此，當由每兩個由一個共用DC供電裝置供電的脈衝變換器所產生的通用模式幹擾電流在相對方向上具有接近於同樣的時間變化過程和振幅時，就能很好地消除幹擾電流。如果感應式電機具有多個分別由單相變換器為各相饋電的繞組相，並且假定各個繞組相的寄生繞組電容相等，則可以這樣消除幹擾電流，即通過控制裝置這樣來控制每兩個脈衝變換器，使得該每兩個脈衝變換器的輸出電壓的瞬時值至少接近於相等。如果感應式電機具有多個分別由多項脈衝變換器供電的繞組系統，則可以這樣消除幹擾電流，即由每兩個變換器供電的繞組系統在感應式電機中設置為電錯開至少接近180°，並且通過控制裝置控制該每兩個脈衝變換器，使得該每兩個脈衝變換器的輸出電壓的瞬時值相反。
如果控制的瞬時值不同並由此兩個脈衝變換器的開關時刻和輸出電壓也不同，就象例如在基波相位不同時在感應式電機的不同繞組相中發生的那樣，則所產生的通用模式幹擾電流還有剩餘。因此特別有利的是，優選根據這樣的標準來組合脈衝變換器對，也就是將脈衝變換器對設置為例如對應於輸出電壓的彼此相對的基波相位相等或接近。在感應式電機具有很多繞組相時(如在潛艇的螺旋推進器驅動中採用的)，就會出現這些特性。
對根據本發明的解決方案而實施的、通過脈衝變換器對電機繞組進行單相供電的驅動系統的測量表明，通過根據本發明的驅動實施例，特別是根據本發明控制脈衝變換器的實施例，可以使通用模式幹擾電流減小的倍數超過10，也就是減小的數量超過20dB。
關於控制脈衝的產生，對實現本發明的解決方案沒有限制，從而對脈衝變換器的控制或者說調製在優選方式下既能用在線工作的調製方法(例如正弦三角調製、空間矢量調製等等)又能用離線工作的調製方法(如離線計算的脈衝模式)進行。
特別簡單、直觀和有利的本發明的實施方式是在正弦三角調製的含義下藉助三角輔助函數來進行調製，其中每兩個脈衝變換器中的一個變換器的三角輔助函數與該兩個脈衝變換器中另一個變換器的三角輔助函數相反。採用這種調製特別有利，因為在特別有利的實施方式中可以藉助可編程硬體、尤其是LCA來完成；或者如果不可能或不希望這樣做，則在優選方式下也能用模擬和/或數位技術的普通硬體實現。
為每兩個脈衝變換器設置一個共用的控制裝置，可以保證較好地同步每兩個由同一個DC供電裝置供電的脈衝變換器的控制脈衝。
如果由於構造或其它原因不能使兩個由同一個DC供電裝置供電的脈衝變換器從一個共用的控制裝置獲得它們的控制脈衝，則根據本發明的另一優選實施例，為每兩個脈衝變換器設置多個、尤其是兩個設備技術和/或功能上分離的、並以合適方式在信號技術上相互關聯的、尤其是相互同步的控制裝置。
在本發明電驅動系統的優選實施方式中，所述DC供電裝置和/或屬於該DC供電裝置的傳導電流和電壓的電導體和/或屬於該DC供電裝置的DC電壓源具有很大的空間延展和/或分布，並因此使得可以在通用模式幹擾電流很小的同時為空間上遠離的驅動部件供電。
根據本發明的電驅動系統可以按照特別優選的方式用於電船用網絡、尤其是船舶(特別是潛艇)的電DC船用網絡，因為在這種船用網絡中對通用模式幹擾電流存在特別高的要求。
本發明的電驅動系統可以用一個或多個電感應式電機實現，這些電感應式電機實施為具有電激勵或永久磁激勵的同步電機或實施為異步電機。
下面，藉助圖1至圖4的實施例詳細描述本發明以及根據從屬權利要求的特徵的本發明的其它優選實施方式；藉助圖5和圖6示出本發明所基於的問題。為了更好地理解本發明的解決方案，在附圖中採用簡化圖。作為適當的調製或控制方法的例子，示出在正弦三角調製的含義下藉助三角輔助函數形成控制信號。在附圖中採用的簡化還涉及對形成通用模式電流起決定作用的相對於地電勢的寄生電容，該電容簡化的以集中的電容電路元件的形式、也就是以電容器的形式示出。在附圖中示出的實施例和所屬的解釋只是為了解釋本發明，並不僅限於此。圖中示出圖1示出由共用DC供電裝置通過兩個單相脈衝變換器為感應式電機的兩個繞組相供電的電路的簡化圖；圖2參考圖1示出該脈衝變換器輸出電壓的變化過程的時序圖，其中根據本發明的解決方案這樣控制兩個變換器，使得由兩個變換器通過繞組相相對於地電勢的寄生電容產生的通用模式幹擾電流相互抵消；圖3示出由共用DC供電裝置通過兩個三相脈衝變換器為感應式電機的兩個三相繞組系統供電的電路的簡化圖；
圖4參考圖3示出該脈衝變換器輸出電壓的變化過程的時序圖，其中根據本發明的解決方案這樣控制兩個變換器，使得由兩個變換器通過繞組系統相對於地電勢的寄生電容產生的通用模式幹擾電流相互抵消；圖5示出由DC供電裝置通過一個單相脈衝變換器為感應式電機的一個繞組相供電的電路的簡化圖；圖6參考圖5示出該脈衝變換器輸出電壓的變化過程的時序圖，該輸出電壓對通過繞組相相對於地電勢的寄生電容產生通用模式幹擾電流具有決定作用。
具體實施例方式
首先藉助圖5和圖6解釋本發明所基於的問題。圖5的原理圖示出感應式電機3的繞組相31，該繞組相由DC供電裝置4通過脈衝變換器1供電。供電裝置4包括DC電壓源40、具有正電勢UDC+的傳導電流和電壓的導體41以及具有負電勢UDC-的導體42，通過這兩個導體將電能傳導至脈衝變換器1。
圖5中的單相脈衝變換器1具有兩個半橋W1a和W1b，其分別包含兩個開關S1a，S1a』和S1b，S1b』。藉助合適的操控裝置51這樣控制開關S1a，S1a』和S1b，S1b』，使得在脈衝變換器1的輸出接頭1a和1b上產生期望的電壓U1，由此也在與該輸出接頭連接的感應式電機3的繞組相31中產生期望的電壓U1。脈衝變換器輸出電壓U1作為兩個半橋W1a和W1b的輸出電位U1a和U1b的差電壓出現。繞組相31相對於地電勢的寄生電容通過電容器Cp31簡化。電容器Cp4以簡化方式表示DC供電裝置4相對於地電勢的寄生電容。電壓Uc31表示在繞組相31的寄生電容Cp31上相對於地電勢的電壓降。
在圖6中示出圖5所示的電路中起決定作用的脈衝變換器輸出電壓的時間變化過程。開關S1a，S1a』和S1b，S1b』的控制在公知正弦三角調製的三角輔助函數UΔ1的幫助下以示例方式進行。其中，以公知方式在操控裝置51中將三角輔助函數UΔ1與確定脈衝變換器調製的控制電壓Ust1和-Ust1進行比較，以從中確定開關S1a，S1a』和S1b，S1b』的開關時刻。
如從圖5和圖6中還藉助電壓Uc31在寄生電容Cp31上的時間變化過程推導出的，電壓Uc31周期性地根據輸出電勢U1a和U1b變化。這樣，整個繞組相31例如在時間段ta中處於DC供電裝置的負電勢UDC-下，而在時間段tb中處於DC供電裝置的正電勢UDC+下。與此相關聯的是周期性的、根據電壓Uc31的時間變化而以相應的充電和再充電電流Icm1對地電容Cp31再充電。儘管如此，在每次由脈衝變換器1引起Uc31的電壓變化時都有幹擾電流Icm1流過Cp31，其電流迴路經過地和寄生電容Cp4返回DC供電裝置4，並在DC供電裝置那裡作用為通用模式幹擾電流。
現在藉助圖1和圖2來解釋根據本發明的在通過單相脈衝變換器為感應式電機各相供電的電驅動系統的例子中減小通用模式幹擾電流。圖1以簡化圖示出具有兩個繞組相31、32的電感應式電機3，這兩個繞組相分別通過一個單相脈衝變換器1、2由共用的DC供電裝置4供電。兩個脈衝變換器1、2都用相同的控制進行驅動，並在其輸出接頭1a，1b和2a，2b上產生至少接近於相同的輸出電壓U1和U2。
如圖1所示，脈衝變換器1和2分別具有相同的原理電路，其對應於圖5中的脈衝變換器1的原理電路。對應於圖5的脈衝變換器1，在此，每個脈衝變換器1、2分別具有兩個半橋W1a，W1b和W2a，W2b，其分別包含兩個開關(S1a，S1a』和S1b，S1b』以及S2a，S2a』和S2b，S2b』)。為了避免在各個通過相應的脈衝變換器1、2供電的繞組相31、32之間出現大的平衡電流，用基本上相同的開關頻率同步脈衝變換器1、2，從而脈衝變換器1、2中的開關過程幾乎同時進行。脈衝變換器2的電路和功能的其它說明可參考圖5的脈衝變換器1的說明；附圖標記與對應的功能和含義匹配。
正如已說明過的，脈衝變換器1由於其開關操作以及與此相關聯的輸出電勢U1a、U1b的改變而在由該脈衝變換器1供電的繞組相31的地電容Cp31上產生電壓降Uc31，並由此在DC供電裝置4中產生通用模式幹擾電流Icm1。相應地，脈衝變換器2由於其開關操作和與此相關聯的輸出電勢U2a、U2b的改變而在由該脈衝變換器1供電的繞組相32的地電容Cp32上產生電壓降Uc32，並由此在DC供電裝置4中產生通用模式幹擾電流Icm2。因此，在DC供電裝置4中會有一個公共模式幹擾電流和Icmg起作用，其等於兩個脈衝變換器1和2的通用模式幹擾電流Icm1和Icm2之和Icmg＝Icm1+Icm2。
在感應式電機3具有對稱結構時，繞組相31、32的寄生繞組電容Cp31、Cp32也至少接近於相等，從而在電壓Uc31和Uc32相等時兩個通用模式幹擾電流Icm1和Icm2也相等。
根據本發明，為了減小在DC供電裝置4中起作用的公共模式幹擾電流和Icmg，通過操控裝置51、52控制兩個脈衝變換器1、2，使得在兩個脈衝變換器1、2的輸出端1a、1b和2a、2b將對於形成通用模式電流Icm1、Icm2起決定作用的電壓U1a、U1b和U2a、U2b至少接近於同時地施加到感應式電機3的繞組相31、32上，從而使繞組相31、32的寄生電容Cp31、Cp32上的電壓電勢Uc31、Uc33相互間相對於地電勢方向相反，並因此使得通用模式幹擾電流Icm1和Icm2相互抵消。為此，兩個操控裝置51、52以適當的方式用信號技術相互關聯，尤其是相互同步。
如果空間、功能或設備技術條件允許，則可以不採用相互同步的操控裝置51、52而設置一個共用的控制裝置5。
圖2藉助時序圖示出脈衝變換器輸出電勢U1a、U1b和U2a、U2b、以及由此產生的脈衝變換器輸出電壓U1、U2以及寄生電容Cp31、Cp32上的電壓Uc31、Uc32的變化過程的例子。通過與變換器2的半橋W2b相反地控制變換器1的半橋W1a以及與變換器2的半橋W2a相反地控制變換器1的半橋W1b，可以使輸出電勢U1a與輸出電勢U2b相反地變化，並且輸出電勢U1b與電勢U2a相反地變化。因此，在時間段ta內整個繞組相31都處於DC供電裝置4的負電勢UDC-下，也就是Uc31＝UDC-＝U1a＝U1b。相反，整個繞組相32在時間段ta內處於DC供電裝置4的正電勢UDC+下，也就是Uc32＝UDC+＝U2a＝U2b。在時間段tb內整個繞組相31處於DC供電裝置4的正電勢UDC+下，也就是Uc31＝UDC+＝U1a＝U1b。而整個繞組相32在時間間隔tb內處於DC供電裝置4的負電勢UDC-下，也就是Uc32＝UDC-＝U2a＝U2b。由此，寄生電容Cp31和Cp32上的電壓變化也是相反的，如圖2藉助電壓Uc31和Uc32的時間變化過程所示，以及藉助在所有時刻都為零的兩個電壓Uc31+Uc32的和所示。
在變換器半橋W1a、W2b和W1b、W2a中的轉換過程同時進行以及電容Cp31和Cp32相同大小的前提下，流過地電勢的公共模式電流Icm1和Icm2雖然大小相等，但方向相反，也就是Icm1＝-Icm2。由此，在和中兩個電流Icm1和Icm2相互抵消，也就是說在DC供電裝置4中不再有變換器1、2的開關過程所引起的公共模式幹擾電流Icmg。
對電感應式電機3的性能來說特別有意義的是，通過本發明的解決方案，兩個脈衝變換器1、2的繞組相31、32上的變換器輸出電壓U1、U2不會改變，並且具有相同的時間變化，從而驅動功能不會發生改變。
如結合圖5和圖6時所解釋的，脈衝變換器1、2的控制例如可以在公知正弦三角調製的含義下藉助三角輔助函數UΔ來進行。如圖2所示，與變換器2的半橋W2b相反地控制變換器1的半橋W1a以及與變換器2的半橋W2a相反地控制變換器1的半橋W1b可以這樣來完成，在操控裝置51中採用三角輔助函數UΔ1＝UΔ，在操控裝置52中採用與此相反的三角輔助函數UΔ2＝-UΔ。在圖1的實施例原理圖中，藉助示意表示的反向器59從三角輔助函數UΔ中產生三角輔助函數UΔ2＝-UΔ。確定變換器控制的控制電壓Ust對兩個脈衝變換器1、2來說優選是相等的，Ust1＝Ust2＝Ust，從而脈衝變換器的輸出電壓U1、U2的瞬時值至少接近於相等。
藉助圖3和圖4示出了在其中感應式電機的兩個三相繞組系統由一個共用的DC供電裝置通過兩個三相脈衝變換器供電的電驅動系統例子中根據本發明減小公共模式幹擾電流。
圖3以簡化圖示出電感應式電機3的繞組系統33、34，這些繞組系統由一個共用的DC供電裝置分別通過一個三相脈衝變換器1、2供電。三個相分別標以字母a、b、c。DC供電裝置4又包括DC供電源40和傳導電流電壓的導體41、42，如在圖1和圖5的解釋中描述的。Cp4表示DC供電裝置對地電勢的寄生電容。脈衝變換器1和2分別具有三個各包含兩個開關(S1a，S1a』；S1b，S1b』；S1c，S1c』和S2a，S2a』；S2b，S2b』；S2c，S2c』)的半橋W1a、W1b、W1c和W2a、W2b、W2c。在變換器1和2的輸出接頭1a、1b、1c和2a、2b、2c與感應式電機3的兩個繞組系統33和34連接。繞組相相對於地電勢的寄生電容以簡化方式按照繞組系統33、34相對於地電勢的寄生電容Cp33、Cp34的形式示出。在寄生電容Cp33上的電壓降用符號Uc33表示；電容Cp34上的電壓用符號Uc34表示。
根據本發明，感應式電機3的兩個繞組系統33、34相互之間電錯開180°。在電機繞組的繞線方向相同時，這可以通過繞組相33a、33b、33c和34a、34b、34c的繞組始端以及繞組末端的合適互連來實現。為說明起見，在圖3中繞線方向相同時的繞組始端和通常一樣用一個點·表示。
控制脈衝變換器所需的控制裝置用符號5以及51、52表示。為了清楚表明本發明的解決方案，在此在實施例中應用一種採用了公知正弦三角調製含義下的三角輔助函數的控制方法。
脈衝變換器1由於其開關操作以及與此相關的輸出電勢U1a、U1b、U1c的變化而在由該脈衝變換器1供電的繞組系統33的地電容Cp33上產生電壓降Uc33，並由此產生通用模式幹擾電流Icm1。相應地，脈衝變換器2由於其開關操作以及與此相關的輸出電勢U2a、U2b、U2c的變化而在由該脈衝變換器2供電的繞組相34的地電容Cp34上產生電壓降Uc34，並由此產生通用模式幹擾電流Icm2。因此在DC供電裝置4中存在一個公共模式幹擾電流和Icmg，其來自兩個脈衝變換器1和2的通用模式幹擾電流之和Icmg＝Icm1+Icm2。在感應式電機3的結構對稱時，繞組系統33、34的寄生電容Cp33和Cp34也至少接近於相等，從而在電壓Uc33和Uc34相等時兩個通用模式幹擾電流Iem1和Icm2也大小相等。
根據本發明，兩個脈衝變換器1、2由操控裝置51、52或通過控制裝置5這樣控制，使得在它們的輸出端1a、1b、1c和2a、2b、2c上將對產生通用模式電流Icm1、Icm2起決定作用的電勢U1a、U1b、U1c和U2a、U2b、U2c至少接近於同時地加載到繞組系統33、34上，從而繞組系統33、34相對於地電勢的寄生電容Cp33、Cp34上的電壓電勢Uc33、Uc34方向相反，並因此抵消了通用模式幹擾電流Icm1和Icm2。
這在所示實施例中是這樣來實現的，通過與變換器2的半橋W2a、W2b、和W2c相反地控制變換器1的半橋W1a、W1b和W1c來相反地改變輸出電勢U1a、U2a和U1b、U2b以及U1c、U2c。
就此，圖4藉助時序圖示出變換器輸出電勢U1a、U1b、U1c和U2a、U2b、U2c以及寄生電容Cp33、Cp34上的電壓Uc33、Uc34的變化過程的例子。通過與變換器2的半橋W2a、W2b和W2c相反地控制變換器1的半橋W1a、W1b和W1c，寄生電容Cp33、Cp34上的電壓Uc33、Uc34也相反地變化，如在圖4中藉助時間變化示出的那樣。在變換器半橋W1a、W2a和W1b、W2b以及W1c、W2c的轉換過程同時進行以及電容Cp33、Cp34的大小相等的前提下，流過地電勢的通用模式電流Icm1和Icm2也大小相等，但方向相反，也就是說Icm1＝-Icm2。由此在該和中，兩個電流Icm1和Icm2相互抵消，也就是說在DC供電裝置4中不再有脈衝變換器1、2的開關過程引起的公共模式幹擾電流Icmg。如果觀察兩個電壓的和Uc33+Uc34可以得到相同的結論；該和在所有時刻都為0。
在圖3和圖4中示出的實施例中，又以示例方式借住公知正弦三角調製含義下的三角輔助函數來形成用於控制脈衝變換器的開關時刻。對於脈衝變換器1，以公知方式在操控裝置51中將三角輔助函數UΔ1＝UΔ與確定變換器調製地控制電壓Ust1a＝Usta、Ust1b＝Ustb和Ust1c＝Ustc進行比較，以從中獲得開關S1a、S1a』，S1b、S1b』和S1c、S1c』的開關時刻。根據相同的原理在操控裝置52中獲得脈衝變換器2的開關時刻。但為了使開關狀態與變換器1相比成相反變化，在操控裝置52中，開關S1a、S1a』，S1b、S1b』和S1c、S1c』的開關時刻根據圖4由反向信號形成UΔ2＝-UΔ1＝-UΔ；Ust2a＝-Ust1a＝-Usta；Ust2b＝-Ust1b＝-Ustb和Ust2c＝-Ust1c＝-Ustc。所述反向信號例如可以藉助圖3中示意表示的反相器56、57、58、59來形成。
在圖4中示出變換器輸出接頭1a、1b和2a、2b之間的電壓U1ba和U2ba來代表所產生的變換器輸出電壓。如圖4所示，對電機的性能起決定作用的變換器輸出電壓由於反向控制也變成相互反向。為了使兩個變換器1、2通過繞組系統33、34在電機中產生優選相同的磁通量基波相位，如已提到的，需要兩個繞組系統33、34相互電錯開180°。
由此，通過在包括由多相脈衝變換器供電的多相繞組系統的驅動系統中採用本發明的解決方案，不會改變驅動的功能。
如已提到的，兩個操控裝置51、52必須相互同步，由此在所涉及的半橋(在單相變換器時是W1a、W2b和W1b、W2a，在三相變換器時是W1a、W2a和W1b、W2b以及W1c、W2c)中可以給出相同的開關時刻。在示例方式描述公知正弦三角調製含義下三角輔助函數UΔ的應用時，通過三角輔助函數本身UΔ實現。
但為了控制半橋(在單相變換器時是W1a、W2b和W1b、W2a，在三相變換器時是W1a、W2a和W1b、W2b以及W1c、W2c)，可以採用其它在線或離線調製方法。在該情況下以其它合適方式實現同步。
控制裝置(5)或操控裝置(51，52)的信號技術功能優選在至少-個可編程硬體部件(尤其是LCA)中實現，和/或藉助軟體在具有至少一個數字處理器的數位訊號處理裝置中實現，和/或實施為模擬和/或數位技術的傳統硬體。
如果感應式電機3由一個共用供電裝置4通過多於兩個脈衝變換器1、2供電，則用本發明的方法運行每兩個脈衝變換器，從而相應的、由每兩個脈衝變換器產生的通用模式幹擾電流相互抵消。
如果兩個脈衝變換器1、2的控制電壓Ust1、Ust2的瞬時值出現差異，如三相電動機的基波相位不同時所可能出現的那樣，所產生的通用模式幹擾電流還有剩餘。如果一對脈衝變換器1、2分別產生相等或接近於相等(且反向)的輸出電壓以及由此繞組相31、32或多項繞組系統33、34由相同(且反向)的基波相位供電，則可以特別有利地採用本發明的解決方案。
這種尤其是構造為轉子方面是永久磁鐵激勵的同步電動機的感應式電機由於其繞組相的單獨供電或通過採用多個多相繞組系統可以達到很高的驅動性能，這種驅動性能特別是船舶、尤其是潛艇的推進驅動所需要的。
權利要求
1.一種用於減小電驅動系統中的通用模式幹擾電流的方法，該電驅動系統包括至少兩個由一個共用DC供電裝置(4)供電的脈衝變換器(1，2)，用於為具有至少兩個繞組相(31，32)或至少兩個繞組系統(33，34)的感應式電機(3)供電，其特徵在於，通過控制裝置(5)這樣控制至少每兩個脈衝變換器(1，2)，使得在兩個脈衝變換器(1、2)的輸出端(1a、1b、1c或2a、2b、2c)將對於形成通用模式電流(Icm1、Icm2)起決定作用的電壓(U1a、U1b、U1c或U2a、U2b、U2c)至少接近於同時地施加到感應式電機(3)的帶有寄生電容(Cp31、Cp32)的繞組相(31、32)上或帶有寄生電容(Cp33、Cp34)的繞組系統(33、34)上，從而使繞組相(31、32)的寄生電容Cp31、Cp32上或繞組系統(33、34)的寄生電容(Cp33、Cp34)上的電壓電勢(Uc31、Uc32或Uc33、Uc34)相互間相對於地電勢方向相反。
2.根據權利要求1所述的用於運行具有多個在單相供電含義下分別由一個單相脈衝變換器(1或2)供電的繞組相(31，32)的感應式電機(3)的方法，其特徵在於，通過所述控制裝置(5)這樣控制每兩個脈衝變換器(1，2)，使得該每兩個脈衝變換器(1，2)的輸出電壓(U1，U2)的瞬時值至少接近於相等。
3.根據權利要求1所述的用於運行具有多個分別由一個多相脈衝變換器(1或2)供電的多相繞組系統(33，34)的感應式電機(3)的方法，其特徵在於，所述由每兩個變換器(1，2)供電的繞組系統(33或34)在感應式電機(3)中設置為電錯開至少接近180°，並且通過控制裝置(5)控制該每兩個脈衝變換器(1，2)，使得該每兩個脈衝變換器(1，2)的輸出電壓(U1ba，U1cb，U1ac或U2ba，U2cb，U2ac)的瞬時值相反。
4.根據上述權利要求之一所述的方法，其特徵在於，所述對每兩個脈衝變換器(1，2)的控制藉助於在線和/或離線工作的調製方法或脈衝模式進行。
5.根據上述權利要求之一所述的方法，其特徵在於，所述對每兩個脈衝變換器(1，2)的控制藉助三角輔助函數通過調製方法實現，其中，該每兩個脈衝變換器中的一個變換器(1)的三角輔助函數(UΔ1)與該兩個脈衝變換器中另一個變換器(2)的三角輔助函數(UΔ2)相反。
6.一種具有至少兩個由一個共用DC供電裝置(4)供電的脈衝變換器(1，2)的電驅動系統，該脈衝變換器用於為具有至少兩個繞組相(31，32)或至少兩個繞組系統(33，34)的感應式電機(3)供電，所述電驅動系統尤其是用於實施根據權利要求1至5中任一項所述的方法，其特徵在於，至少每兩個脈衝變換器(1，2)分別具有依賴於控制裝置(5)的開關依賴性，使得在兩個脈衝變換器(1、2)的輸出端(1a、1b、1c或2a、2b、2c)將對於形成通用模式電流(Icm1、Icm2)起決定作用的電壓(U1a、U1b、U1c或U2a、U2b、U2c)至少接近於同時地施加到感應式電機(3)的帶有寄生電容(Cp31、Cp32)的繞組相(31、32)上或帶有寄生電容(Cp33、Cp34)的繞組系統(33、34)上，從而使繞組相(31、32)的寄生電容Cp31、Cp32上或繞組系統(33、34)的寄生電容(Cp33、Cp34)上的電壓電勢(Uc31、Uc32或Uc33、Uc34)相互間相對於地電勢方向相反。
7.根據權利要求6所述的電驅動系統，其中，至少一個感應式電機(3)具有多個在單相供電含義下分別由一個單相脈衝變換器(1或2)供電的繞組相(31，32)，其特徵在於，每兩個脈衝變換器(1，2)通過所述控制裝置(5)具有這樣的開關依賴性，使得該每兩個脈衝變換器(1，2)的輸出電壓(U1，U2)的瞬時值至少接近於相等。
8.根據權利要求6所述的電驅動系統，其中，至少一個感應式電機(3)具有多個分別由一個多相脈衝變換器(1或2)供電的多相繞組系統(33，34)，其特徵在於，由每兩個變換器(1，2)供電的繞組系統(33或34)在感應式電機(3)中設置為電錯開至少接近180°，並且通過控制裝置(5)控制該每兩個脈衝變換器(1，2)，使得該每兩個脈衝變換器(1，2)的輸出電壓(U1ba，U1cb，U1ac或U2ba，U2cb，U2ac)的瞬時值相反。
9.根據權利要求6至8中任一項所述的電驅動系統(19)，其特徵在於，分別為每兩個脈衝變換器(1，2)設置一個共用的控制裝置(5)。
10.根據權利要求6至8中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，分別為每兩個脈衝變換器(1，2)設置多個、尤其是兩個設備技術上和/或功能上分離的、並以合適方式在信號技術上相互關聯的、尤其是相互同步的操控裝置(51，52)。
11.根據權利要求6至10中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，所述控制裝置(5)或操控裝置(51，52)的信號技術功能在至少一個可編程硬體部件、尤其是LCA中實現，和/或藉助軟體在具有至少一個數字處理器的數位訊號處理裝置中實現，和/或實施為模擬和/或數位技術的傳統硬體。
12.根據權利要求6至11中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，所述一個或多個感應式電機(3)構造為具有電或永久磁激勵的同步電動機。
13.根據權利要求6至11中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，所述一個或多個感應式電機(3)構造為異步電動機。
14.根據權利要求6至13中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，所述一個或多個感應式電機(3)是船舶、尤其是潛艇的推進驅動裝置。
15.根據權利要求6至14中任一項所述的電驅動系統，其特徵在於，所述DC供電裝置(4)和/或屬於該DC供電裝置(4)的傳導電流和電壓的電導體(41，42)和/或屬於該DC供電裝置(4)的DC電壓源(40)具有大的空間延展和/或分布，
16.一種根據權利要求6至15中任一項所述的電驅動系統在電船用網、尤其是船舶、特別是潛艇上的DC電船用網的應用。
全文摘要
本發明的目的是減小電驅動系統中的通用模式幹擾電流，該電驅動系統包括至少兩個由一個共用DC供電裝置(4)供電的脈衝變換器(1，2)，用於為具有至少兩個繞組相(31，32)或至少兩個繞組系統(33，34)的感應式電機(3)供電。該目的這樣來實現，通過控制裝置(5)控制至少每兩個脈衝變換器(1，2)，使得在兩個脈衝變換器(1、2)的輸出端(1a、1b、1c或2a、2b、2c)將對於形成通用模式電流(Icm1、Icm2)起決定作用的電壓(U1a、U1b、U1c或U2a、U2b、U2c)至少接近於同時地施加到感應式電機(3)的帶有寄生電容(Cp31、Cp32)的繞組相(31、32)上或帶有寄生電容(Cp33、Cp34)的繞組系統(33、34)上，從而使繞組相(31、32)的寄生電容Cp31、Cp32上或繞組系統(33、34)的寄生電容(Cp33、Cp34)上的電壓電勢(Uc31、Uc32或Uc33、Uc34)相互間相對於地電勢方向相反。
文檔編號H02K11/02GK1739233SQ200480002306
公開日2006年2月22日 申請日期2004年1月13日 優先權日2003年1月15日
發明者漢斯-于爾根·託勒, 萊茵哈德·沃格爾, 彼得·溫格勒 申請人:西門子公司