一種三電平逆變器的製作方法
2023-05-30 09:50:16 1
本發明涉及電力電子
技術領域：
，尤其涉及一種三電平逆變器。
背景技術：
：隨著電力電子技術的不斷發展，PWM(PulseWidthModulation)調製已經逐漸成為主流的電力電子變換器控制方式，在UPS(UninterruptiblePowerSupply不間斷供電設備)、光伏逆變器、風能變流器以及電機變流器等方面應用越來越廣泛。從逆變器輸出相電壓的電平數量劃分為兩電平變換器、三電平變換器、五電平變換器以及多電平變換器。從實現的複雜度上，五電平及更多電平的多電平變換器實現起來比較困難，目前業界應用較多的是兩電平和三電平逆變器。兩電平變換器實現起來比較簡單，成本較低，但是由於開關器件要承受整個母線電壓應力。因此必須選擇耐壓等級較高的開關器件，另外開關損耗較大，限制了PWM開關頻率的提高，由於兩電平輸出電壓諧波含量較高，導致輸出濾波器的體積和損耗都比較大。三電平變換器比兩電平變換器輸出電平多，開關器件承受的電壓應力為兩電平的一半，因此可以選擇耐壓等級較低的開關器件，開關管的開關損耗較低，輸出電壓的諧波含量低於兩電平，因此輸出濾波器的體積可以減小。目前常用的是傳統二極體箝位三電平逆變器(3Level-NeturalPointClamped3L-NPC)。傳統的二極體中點箝位型三電平拓撲如下圖所示：圖1傳統二極體中點箝位三電平電路拓撲，由於箝位二極體和內層箝位開關器件的存在，每相電路可以輸出Vdc/2、0、-Vdc/2三個電平，線電壓可以獲得5電平的電壓輸出。圖2a-2c是3L-NPC拓撲的開關狀態，由圖中可知3L-NPC存在唯一的零 電平開關狀態，根據負載電流的方向，當電流方向為正的時候只能通過上側中間的開關管和二極體流過電流，當電流方向為負的時候，只能通過下側的開關管和二極體流過電流。由於電流的方向被負載電流唯一確定，因此輸出零電平時的電流是不可控的，這就會導致功率器件的損耗不平衡問題，這是3L-NPC拓撲固有的問題。3L-NPC拓撲開關器件不同條件下損耗分布如下表所示：表1傳統二極體箝位三電平拓撲開關器件損耗分布功率因數調製比損耗最大器件條件111.15S1和S2c條件210D11和D12條件3-11.15D1和D2c條件4-10S1c和S2另外，當輸出Vdc/2電平的時候，S1C和S2C串聯承受整個母線電壓，如果由於器件差異性或其它因素導致兩個開關器件不均壓，可能會導致一個開關器件承受大於Vdc/2的母線電壓或更高，嚴重時會使器件兩端電壓過高導致過壓損壞，特別是在高壓應用的場合，要增加輔助的均壓電路，增加了系統成本。在傳統3L-NPC電路中的箝位二極體上並聯有源可控器件而構成的有源中點箝位三電平(3L-ANPC)變換器拓撲，如圖3所示。這種拓撲可以從根本上解決在二極體箝位多電平拓撲中，由於內層開關器件是間接箝位導致內外層開關器件阻斷電壓不相等的問題。但這種拓撲結構最大的優點是可以有效地改善NPC電路中開關器件功耗不平衡問題。圖4a-4d是3L-ANPC的開關狀態圖，由於二極體並聯了有源器件，輸出0電平可以通過0U實現，也可以通過0L實現，可切換的0電平開關狀態對於功率器件的損耗平衡非常有益，當輸出電平Vdc/2時，開關管器件S1、S1c和S2c同時開通，S2c雖然對輸出電平沒有影響，但是S2c將開關器件S3c箝位到Vdc/2，這樣對於器件阻斷電壓的平均分配非常有利，可以去掉3L-NPC拓撲中的輔助鈞壓電路。上述的三電平逆變器拓撲在電力電子領域已經被廣泛的應用。拓撲中的開 關器件應用最廣泛的三電平逆變器中採用絕緣柵雙極性電晶體(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)但IGBT的缺點是開關速度慢、損耗大，因此PWM開關頻率的提高受到限制。另外也有一些廠商的三電平逆變器拓撲採用金屬氧化物場效應電晶體(Metal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistor，MOSFET)作為開關器件，但由於MOSFET內部寄生二極體的反向恢復特性非常差，在電流通過寄生二極體續流時，會導致相關的電氣問題，進而影響產品的可靠性。如果採用IGBT和MOSFET混合的方式，將3L-NPC的S1和S4或3L-ANPC的S1和S3c採用MOSFET，其它器件採用IGBT的方式實現，那麼可以發揮各自開關器件的優點，但是仍然存在MOSFET體二極體反向恢復帶來的電氣問題，因此如何能夠提高3L-NPC或3L-ANPC的效率仍然是非常關鍵的技術問題。技術實現要素：本發明要解決的技術問題在於，針對上述3L-NPC或3L-ANPC效率低的問題，提供一種三電平逆變器。本發明解決其技術問題所採用的技術方案是：一方面，構造一種三電平逆變器，包括：第一直流源；第二直流源，其正極與所述第一直流源的負極連接作為第一節點；第一開關管，所述第一開關管為高速IGBT，其集電極與所述第一直流源的正極連接作為第二節點；第二開關管，所述第二開關管為低速IGBT，其集電極與所述第一開關管的發射極連接作為第三節點；第三開關管，所述第三開關管為低速IGBT，其集電極與所述第二開關管的發射極連接作為第四節點；第四開關管，所述第四開關管為高速IGBT，其集電極與所述第三開關管的發射極連接作為第五節點，其發射極與所述第二直流源的負極連接作為第六節點；第五開關管，所述第五開關管為低速IGBT，其集電極連接於所述第三節點，其發射極連接於所述第一節點；第六開關管，所述第六開關管為低速IGBT，其集電極連接於所述第一節點，其發射極連接於所述第五節點；所述高速IGBT的開關特性參數不同於所述低速IGBT的開關特性參數。在本發明所述的三電平逆變器中，所述開關特性參數包括關斷損耗、開通損耗、關斷時間以及開通時間。在本發明所述的三電平逆變器中，所述高速IGBT的關斷損耗小於所述低速IGBT的關斷損耗和/或高速IGBT的開通損耗小於所述低速IGBT的開通損耗和/或高速IGBT的關斷時間小於所述低速IGBT的關斷時間和/或高速IGBT的開通時間小於所述低速IGBT的開通時間。在本發明所述的三電平逆變器中，所述高速IGBT的關斷損耗小於所述低速IGBT的關斷損耗和高速IGBT的開通損耗大於所述低速IGBT的開通損耗。在本發明所述的三電平逆變器中，還包括：第一二極體，其陰極連接於所述第一開關管的集電極，其陽極連接於所述第一開關管的發射極；第二二極體，其陰極連接於所述第二開關管的集電極，其陽極連接於所述第二開關管的發射極；第三二極體，其陰極連接於所述第三開關管的集電極，其陽極連接於所述第三開關管的發射極；第四二極體，其陰極連接於所述第四開關管的集電極，其陽極連接於所述第四開關管的發射極；第五二極體，其陰極連接於所述第五開關管的集電極，其陽極連接於所述第五開關管的發射極；第六二極體，其陰極連接於所述第六開關管的集電極，其陽極連接於所述第六開關管的發射極。另一方面，提供另一種三電平逆變器，包括：第一直流源；第二直流源，其正極與所述第一直流源的負極連接作為第一節點；第一開關管，所述第一開關管為MOSFET，其集電極與所述第一直流源的正極連接作為第二節點；第二開關管，所述第二開關管為IGBT，其集電極與所述第一開關管的發射極連接作為第三節點；第三開關管，所述第三開關管為IGBT，其集電極與所述第二開關管的發射極連接作為第四節點；第四開關管，所述第四開關管為MOSFET，其集電極與所述第三開關管的發射極連接作為第五節點，其發射極與所述第二直流源的負極連接作為第六節點；第五開關管，所述第五開關管為IGBT，其集電極連接於所述第三節點，其發射極連接於所述第一節點；第六開關管，所述第六開關管為IGBT，其集電極連接於所述第一節點，其發射極連接於所述第五節點；第一二極體，其陰極連接於所述第二節點，其陽極連接於所述第四節點；第二二極體，其陰極連接於所述第四節點，其陽極連接於所述第六節點。在本發明所述的三電平逆變器中，還包括：第三二極體，其陰極連接於所述第一開關管的集電極，其陽極連接於所述第一開關管的發射極；第四二極體，其陰極連接於所述第二開關管的集電極，其陽極連接於所述第二開關管的發射極；第五二極體，其陰極連接於所述第三開關管的集電極，其陽極連接於所述第三開關管的發射極；第六二極體，其陰極連接於所述第四開關管的集電極，其陽極連接於所述第四開關管的發射極；第七二極體，其陰極連接於所述第五開關管的集電極，其陽極連接於所述第五開關管的發射極；第八二極體，其陰極連接於所述第六開關管的集電極，其陽極連接於所述 第六開關管的發射極。在本發明所述的三電平逆變器中，還包括：濾波單元，所述濾波單元的兩端分別連接於所述第四節點。在本發明所述的三電平逆變器中，所述濾波單元包括電感和電容，所述電感的一端連接於所述第四節點，所述電容的一端連接於所述電感的另一端。在本發明所述的三電平逆變器中，還包括：負載電路，其並聯於所述電容。上述公開的一種三電平逆變器具有以下有益效果：通過配置不同開關特性參數的IGBT，降低系統損耗，提高逆變器的轉換效率；外管使用MOSFET承受主要的開關損耗，從而提高了開關速度，降低了開關損耗，同時在正母線和第四節點D並聯二極體D4以及在負母線和第四節點D並聯二極體D5，使得電流不通過MOSFET內部的寄生二極體續流，從而避免了由於MOSFET內部寄生二極體的反向恢復特性差導致的相關電氣問題，也降低了續流二極體的導通損耗。將原有I型三電平箝位二極體的損耗改為通過開關管和二極體共同分擔，降低了器件的熱應力。也可以通過調整輸出電壓正負半周時0電平的輸出路徑，使損耗均勻分布；同時也實現了所有開關狀態，開關器件兩端的電壓應力均為半個母線電壓，避免了現有I型三電平拓撲存在部分開關狀態兩個開關器件串聯承受整個母線電壓容易出現器件不均壓的問題；通過附加二極體解決MOSFET自帶體二極體反向恢復特性較差的問題。附圖說明圖1為傳統二極體箝位三電平拓撲圖；圖2a為輸出Vdc/2電平的傳統二極體箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖2b為輸出0電平的傳統二極體箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖2c為輸出-Vdc/2電平的傳統二極體箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖3為傳統有源箝位三電平拓撲圖；圖4a為狀態位為State+的有源箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖4b為狀態位為State0U的有源箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖4c為狀態位為State0L的有源箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖4d為狀態位為State-的有源箝位三電平拓撲開關狀態圖；圖5為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲圖；圖6a為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式圖；圖6b為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式圖；圖7為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲圖；圖8a為本發明另一實施例提供的輸出Vdc/2電平的三電平逆變器拓撲開關工作方式圖；圖8b為本發明另一實施例提供的輸出-Vdc/2電平的三電平逆變器拓撲開關工作方式圖；圖9為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲的四個工作模式示意圖；圖10a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式的第一狀態圖；圖10b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式的第二狀態圖；圖11a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式的第三狀態圖；圖11b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式的第四狀態圖；圖12a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第三工作模式的第五狀態圖；圖12b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第三工作模式的第六狀態圖；圖13a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第四工作模式的第七狀態圖；圖13b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第四工作模式的第八狀態圖。具體實施方式為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。本發明提供了兩種三電平逆變器，權衡其中六個開關管的開關速度達到合理值，從而提高逆變器的轉換效率。參見圖5，圖5為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲圖，能夠提高逆變器的轉換效率，以使三電平逆變器的6個開關管的開關速度達到合理的權衡。具體的，該三電平逆變器包括：第一直流源BUS1。第二直流源BUS2，其正極與所述第一直流源BUS1的負極連接作為第一節點a；第一開關管S1，所述第一開關管S1為高速IGBT，其集電極與所述第一直流源BUS1的正極連接作為第二節點b；第二開關管S1c，所述第二開關管S1c為低速IGBT，其集電極與所述第一開關管S1的發射極連接作為第三節點c；第三開關管S3，所述第三開關管S3為低速IGBT，其集電極與所述第二開關管S1c的發射極連接作為第四節點d；第四開關管S3c，所述第四開關管S3c為高速IGBT，其集電極與所述第三開關管S3的發射極連接作為第五節點e，其發射極與所述第二直流源S1c的負極連接作為第六節點f；第五開關管S2，所述第五開關管S2為低速IGBT，其集電極連接於所述第三節點c，其發射極連接於所述第一節點a；第六開關管S2c，所述第六開關管S2c為低速IGBT，其集電極連接於所述第一節點a，其發射極連接於所述第五節點e；第一二極體D1，其陰極連接於所述第一開關管S1的集電極，其陽極連接 於所述第一開關管S1的發射極；第二二極體D1c，其陰極連接於所述第二開關管S1c的集電極，其陽極連接於所述第二開關管S1c的發射極；第三二極體D3，其陰極連接於所述第三開關管S3的集電極，其陽極連接於所述第三開關管S3的發射極；第四二極體D3c，其陰極連接於所述第四開關管S3c的集電極，其陽極連接於所述第四開關管S3c的發射極；第五二極體D2，其陰極連接於所述第五開關管S2的集電極，其陽極連接於所述第五開關管S2的發射極；第六二極體D2c，其陰極連接於所述第六開關管S2c的集電極，其陽極連接於所述第六開關管S2c的發射極。所述高速IGBT的開關特性參數不同於所述低速IGBT的開關特性參數。所述開關特性參數包括關斷損耗、開通損耗、關斷時間以及開通時間。在本方案的IGBT開關器件中，S1和S3c採用的是高速IGBT，由於高速IGBT具有極短的拖尾電流和低關斷損耗的特點，可顯著降IGBT的關斷損耗，而S1c、S2、S3以及S2c採用低速IGBT，由於低速IGBT飽和導通壓降較低和關斷速度較慢的特點，可降低IGBTS1c、S2、S3以及S2c的導通損耗，從而降低了IGBT的總損耗，提高了逆變器的轉換效率。或者，低速IGBT的飽和導通壓降低於所述高速IGBT的飽和導通壓降，可降低IGBTS2和IGBTS2c的導通損耗，從而降低了IGBT的總損耗，提高了逆變器的轉換效率。同時，由於跨接在IGBTS1c和IGBTS3c的續流二極體比MOSFET的體二極體的反向恢復特性好，因此，無需像現有技術外管採用MOSFET的方案對開關管進行複雜的控制，從而能夠採用簡單的控制方式實現對開關管的控制。另外，由於IGBT的價格比MOSFET低，與採用MOSFET的方案相比，本發明三電平逆變器的成本較低。關於測試IGBT開關速度(即開關特性參數)，IGBT的開關速度的高低可以在相同測試條件下，例如，柵極驅動電路、測試電路和器件結溫等條件下，通過比較IGBT的開關特性參數(例如，開關時間和開關損耗等)來區分。例 如，高速IGBT的關斷損耗小於低速IGBT的關斷損耗，或者高速IGBT的開通損耗小於低速IGBT的開通損耗，或者高速IGBT的關斷時間小於低速IGBT的關斷時間，或者高速IGBT的開通時間小於低速IGBT的開通時間。這裡，開通損耗、關斷損耗、關斷時間、開通時間以及飽和導通壓降指IGBT的開關特性參數，即IGBT廠商將IGBT分別接入相同的測試電路進行測試得到的參數，而非IGBT用於本發明的實施例的三電平逆變器之後實測的參數。這些開關特性參數通常可以從IGBT廠商的器件規格書上獲得。在比較IGBT的開關特性參數時，如果兩個IGBT開關的規格書上的測試條件不同，則可以在實驗室搭建相同的測試電路，以便在同等測試條件下，對IGBT的開關特性參數進行比較。本發明對採用上述開關特性參數來限定高速IGBT和低速IGBT不作限定，可以採用開通損耗、關斷損耗、關斷時間和開通時間中的任何一個或多個的結合來限定高速IGBT和低速IGBT，例如，本發明可以將關斷損耗較小且開通損耗較小的IGBT作為高速IGBT，而將關斷損耗較大且開通損耗較大的IGBT作為低速IGBT，當然，也可以將將關斷損耗較小且開通損耗較大的IGBT作為高速IGBT，而將關斷損耗較大且開通損耗較小的IGBT作為低速IGBT。參見圖6a-6b，圖6a為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式圖，圖6b為本發明一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式圖。定義電感電流的方向：當電感電流從第一節點a經第二節點b流向負載端Load時，定義電感電流為正，反之定義為負。當電壓為正半周、電感電流為正，或者電壓為負半周、電感電流為負時，外管S1和S3c的損耗包括開關損耗和導通損耗兩部分，內管S2和S2c的損耗只有導通損耗，S1c和S3雖然開通和關斷，但是無電流流過，不存在開關損耗。以電壓為正半周、電感電流為正為例，此時S2常開，S1和S1c互補導通。當S1開通時，電感電流流經S1和S2；當S1關斷時，電感電流換流到D1c和S2，因此，外管S1的損耗包括開關損耗和導通損耗，內管S2隻有導通損耗，而S3沒有電流，不存在開關損耗和導通損耗。在連接阻性負載時，由於外管的關斷損耗所佔比重較大，因此，使用開關 速度較高的S1和S3c可以降低開關損耗；由於內管的開關損耗所佔比重極小而導通損耗所佔比重較大，因此，內管使用開關速度較低、飽和導通壓降較小的S2和S2c可以降低導通損耗。因此，當外管S1和S3c採用高速IGBT，而內管S2和S2c採用低速IGBT時，可以降低外管的開關損耗和內管的導通損耗，從整體上降低了內管和外管的總的損耗，從而提高了逆變器的轉換效率。IGBTS1和S3c的開通損耗小於IGBTS1c、S3、S2以及S2c的開通損耗也是本發明的一個具體實施例，具體實現方式描述和實施例1基本一致，不在贅述，同理IGBTS1和S3c的開通時間小於IGBTS1c、S3、S2以及S2c的開通時間，IGBTS1和S3c的關斷時間小於IGBTS1c、S3、S2以及S2c的關斷時間都是本發明的實施例，這裡不再贅述。參見圖7，圖7為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲圖，本發明的另一方面，提供另一種三電平逆變器，包括：第一直流源BUS1；第二直流源BUS2，其正極與所述第一直流源BUS1的負極連接作為第一節點a；第一開關管S1，所述第一開關管S1為MOSFET，其集電極與所述第一直流源BUS1的正極連接作為第二節點b；第二開關管S2，所述第二開關管S2為IGBT，其集電極與所述第一開關管S1的發射極連接作為第三節點c；第三開關管S2c，所述第三開關管S2c為IGBT，其集電極與所述第二開關管S2的發射極連接作為第四節點d；第四開關管S3c，所述第四開關管S3c為MOSFET，其集電極與所述第三開關管S2c的發射極連接作為第五節點e，其發射極與所述第二直流源BUS2的負極連接作為第六節點f；第五開關管S1c，所述第五開關管S1c為IGBT，其集電極連接於所述第三節點c，其發射極連接於所述第一節點a；第六開關管S3，所述第六開關管S3為IGBT，其集電極連接於所述第一節點a，其發射極連接於所述第五節點e；第一二極體D4，其陰極連接於所述第二節點b，其陽極連接於所述第四節點d；第二二極體D5，其陰極連接於所述第四節點d，其陽極連接於所述第六節點f。第三二極體D1，其陰極連接於所述第一開關管S1的集電極，其陽極連接於所述第一開關管S1的發射極；第四二極體D2，其陰極連接於所述第二開關管S2的集電極，其陽極連接於所述第二開關管S2的發射極；第五二極體D2c，其陰極連接於所述第三開關管S2c的集電極，其陽極連接於所述第三開關管S2c的發射極；第六二極體D3c，其陰極連接於所述第四開關管S3c的集電極，其陽極連接於所述第四開關管S3c的發射極；第七二極體D1c，其陰極連接於所述第五開關管S1c的集電極，其陽極連接於所述第五開關管S1c的發射極；第八二極體D3，其陰極連接於所述第六開關管S3的集電極，其陽極連接於所述第六開關管S3的發射極。濾波單元1，所述濾波單元1的兩端分別連接於所述第四節點d。所述濾波單元包括電感L和電容C，所述電感L的一端連接於所述第四節點d，所述電容C的一端連接於所述電感L的另一端。負載電路Load，其並聯於所述電容C。本方案的三電平逆變器可以降低損耗，而且避免了MOSFET內部寄生二極體的反向恢復特性差導致的相關電氣問題。本發明逆變器拓撲結構中，S1和S3c採用金屬氧化物場效應管(Metal-Oxide-SemiconductorField_EffectTransistor，MOSFET)，S2、S2c、S1c以及S3採用絕緣柵雙極性電晶體(InsulatedGateBipolarTransistor，IGBT)，D4和D5為二極體。參見圖8a-8b，圖8a為本發明另一實施例提供的輸出Vdc/2電平的三電平逆變器拓撲開關工作方式圖，圖8b為本發明另一實施例提供的輸出-Vdc/2電平的三電平逆變器拓撲開關工作方式圖，通過圖8a-8b的工作方式，可以實現 逆變器所有開關器件均承受半個母線電壓，不會出現因為器件串聯承受整個母線電壓而容易出現器件不均壓的問題。當逆變器輸出Vdc/2電平的時，S1和S2開通的同時，開通S3，開通S3對輸出Vdc/2沒有作用，但是可以將S3c兩端電壓箝位到負母線電壓，器件兩端電壓為Vdc/2。S2c也只承受半個母線電壓Vdc/2。當輸出0電平的時候，開關器件S1c和S2開通的同時，S3c開通，同樣可以實現S1和S2c均承受半個母線電壓Vdc/2，當輸出-Vdc/2的時候原理一致，因此本發明逆變器拓撲不存在開關器件串聯承受整個母線電壓而容易出現器件不均壓的問題，特別是在高壓應用的場合，可以省去均壓電路，進而簡化電路，節省成本。當逆變器輸出Vdc/2電平，電流由第四節點d流向正母線時，電流通過二極體而不通過開關器件S1和S2的反並聯二極體。由於二極體D4的導通壓降低於開關器件反並聯二極體D1和D2的導通壓降之和，因此電流流過二極體D4，這樣可以避免MOSFET內部寄生二極體的反向恢復特性差導致的相關電氣問題，同時二極體D4的導通壓降低於續流二極體D1和D2的導通壓降之和，降低了續流二極體的導通損耗。當輸出電壓V＞0，電流I＞0和I＜0，輸出0電平狀態的電流路徑不同，當I＞0時候從D1c到S2輸出，當電流I＜0的時候，輸出電流從D2到S1c輸出，和現有的實現方式比較，S1c和D1c共同分擔了原來D1c的損耗，同理當V＜0，I＞0和I＜0原理一致。輸出電壓正半周時，當輸出電壓V＞0，電流I＞0，輸出0電平狀態的電流路徑可以不同，可以從D1c到S2輸出，也可以從D2c到S3輸出，和現有的實現方式比較，增加了換流路徑，可以實現器件損耗的平均分布。當V＞0，I＜0和V＞0，I＜0原理一致，負半周和正半周原理類似，在此不再贅述。參見圖9，圖9為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲的四個工作模式示意圖；本方案三電平逆變器的具體工作過程包括如圖9所示的4個模式，以及8個狀態，這4個模式根據輸出電壓V和輸出電流I的正負情況確定，這8個狀態根據開關管的導通、關斷情況確定，每個模式為其中2個狀態之間的轉換過程。第一模式mode1的輸出電壓V為正值且輸出電流I也為正值。參見圖10a，圖10a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式的第一狀態圖。第一狀態為開關管S1、S2以及S3導通，開關管S1c、S2c以及S3c關斷，電流從第一節點a處依次通過開關管S1和S2到達第四節點d處，此時S3開通使S3c兩端電壓被箝位到Vdc/2，S2c和S3c均承受半個母線電壓，避免了原來I型三電平逆變器在這個狀態時候兩個開關器件串聯承受整個母線電壓會出現兩個器件不均壓的現象發生。參見圖10b，圖10b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第一工作模式的第二狀態圖。第二狀態為開關管S1、S2c以及S3關斷，開關管S1c、S2以及S3c導通，電流從第一節點a處依次通過開關管D1c和S2到達第四節點d處，S3c開通可以使S1和S2c均承受半個母線電壓應力。第二模式Mode2為輸出電壓V為負值且輸出電流I也為正值。參見圖11a，圖11a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式的第三狀態圖。第三狀態為開關管S1c、S2以及S3c關斷，開關管S1、S3以及S2c導通，電流從第一節點a處依次通過開關管S3和二極體D2c到達第四節點d處。參見圖11b，圖11b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第二工作模式的第四狀態圖。第四狀態為開關管S1、S2以及S3關斷，開關管S1c、S2c以及S3c導通，電流從直流電源的負極通過二極體D5到達第四節點d處續流，由於二極體的導通壓降小於S2c和S3c反並聯二極體的導通壓降之和，因此避免了現有技術中場效應電晶體S3c內部寄生體二極體續流導致的電氣問題，同時也降低了續流二極體的導通損耗。第三模式Mode3為輸出電壓V為負值且輸出電流I也為負值。參見圖12a，圖12a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第三工作模式的第五狀態圖。第五狀態為開關管S1c、S2以及S3c關斷，開關管S1、S2c以及S3導通，電流從第四節點d處依次通過開關管S2c和D3到達第一節點a處。參見圖12b，圖12b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第三工 作模式的第六狀態圖。第六狀態為開關管S1、S2以及S3關斷，開關管S1c、S2c以及S3c導通，電流從第四節點d處依次通過開關管S2c和S3c到達電源負極。同理S1c開通保證S1和S2均承受半個母線電壓，避免了現有技術中兩個開關器件串聯承受整個母線電壓出現開關器件不均壓現象的發生。第四模式Mode4為輸出電壓V為正值且輸出電流I為負值。參見圖13a，圖13a為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第四工作模式的第七狀態圖。第五狀態為開關管S1、S2c以及S3關斷，開關管S1c、S2以及S3c導通，電流從第四節點d處依次通過二極體D2和開關管S1c到達第一節點a處。參見圖13b，圖13b為本發明另一實施例提供的三電平逆變器拓撲第四工作模式的第八狀態圖。第六狀態為開關管S1c、S2c以及S3c關斷，開關管S1、S2以及S3導通，電流從第四節點d處依次通過二極體D4到達電源負極。由於二極體的導通壓降小於S1和S2反並聯二極體的導通壓降之和，因此避免了現有技術中場效應電晶體S1內部寄生體二極體續流導致的電氣問題，同時降低了續流二極體的導通損耗。綜上所述，本發明的第一實施例中，IGBT開關器件的S1和S3c採用的是高速IGBT，由於高速IGBT具有極短的拖尾電流和低關斷損耗的特點，可顯著降IGBT的關斷損耗，而S1c、S2、S3以及S2c採用低速IGBT，由於低速IGBT飽和導通壓降較低和關斷速度較慢的特點，可降低第二IGBT和第三IGBT的導通損耗，從而降低了IGBT的總損耗，提高了逆變器的轉換效率。或者，低速IGBT的飽和導通壓降低於所述高速IGBT的飽和導通壓降，可降低IGBTS2和IGBTS2c的導通損耗，從而降低了IGBT的總損耗，提高了逆變器的轉換效率。本發明的第二實施例在現有的3L-ANPC拓撲基礎上通過將開關管S1和S3c替換為場效應管MOSFET，即使用MOSFET承受主要的開關損耗，從而提高了開關速度，降低了開關損耗，同時在正母線和第四節點D並聯二極體D4以及在負母線和第四節點D並聯二極體D5，使得電流不通過MOSFET內部的寄生二極體續流，從而避免了由於MOSFET內部寄生二極體的反向恢復 特性差導致的相關電氣問題，也降低了續流二極體的導通損耗。也提高逆變器的效率。將原有I型三電平箝位二極體的損耗改為通過開關管和二極體共同分擔，降低了器件的熱應力。也可以通過調整輸出電壓正負半周時0電平的輸出路徑，使損耗均勻分布。同時也實現了所有開關狀態，開關器件兩端的電壓應力均為半個母線電壓，避免了現有I型三電平拓撲存在部分開關狀態兩個開關器件串聯承受整個母線電壓容易出現器件不均壓的問題。上面結合附圖對本發明的實施例進行了描述，但是本發明並不局限於上述的具體實施方式，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，而不是限制性的，本領域的普通技術人員在本發明的啟示下，在不脫離本發明宗旨和權利要求所保護的範圍情況下，還可做出很多形式，這些均屬於本發明的保護之內。當前第1頁1 2 3