電流檢測裝置的製作方法

2023-05-29 18:11:51 3

本發明涉及電流檢測裝置領域。

背景技術：

在微電子和信號處理的一般領域中，能夠對隨時間變化的電流進行檢測是必要的。例如，一種重要應用由電流放大形成。另一種重要應用是由電流調節形成，以便於明顯地避免多種有害影響，諸如，強度漂移(減小或增大隨機波動)或者瞬時強度跳躍(非常急劇且短暫的減小或增大)。

存在多種用於檢測電流的方法，這些方法基於實時測量從主導體中流動的電流得到的該電流的強度的原理，所得到的電流通過經校準的電阻器，該經校準的電阻器具有較大的值從而使得所述測量不會或者幾乎不會對主電流造成影響。該電阻器兩端的電壓v(t)的測量值與主電流i(t)成正比例。

在直流電流(DC)條件(DC)下，這樣的裝置操作良好。

另一方面，在交流電流條件(AC)下，限制的主要來源由分支電路的阻抗組成，其限制了通帶寬度向高頻段的擴展。

此外，所述分支電路的頻譜響應並不均勻。

較寬的通帶寬度和均勻的通帶寬度是難以同時獲得的特徵。

應當強調的是，頻譜響應的缺陷可能會引入分路電流的時間失真，該時間失真的分路電流可能與電路的其餘部分耦合，例如從而改變主電流，這會給模擬RF信號的純度帶來特別的麻煩，或者可能會輻射寄生電磁(EM)波，這會給相鄰部件的操作帶來麻煩。

技術實現要素：

因此，本發明的目的在於尤其是提出一種改進的電流檢測裝置以克服該問題。

為此，本發明的目的是一種電流檢測裝置，其特徵在於，該電流檢測裝置包括：第一導線，在所述第一導線中流過待測量的外部電流，所述第一導線在該第一導線附近生成外部磁場；以及

磁力傳感器，所述磁力傳感器設置在所述第一導線附近，對所述外部磁場的通量敏感並且能夠生成對應於所述外部電流的測量信號。

有利地，電流檢測裝置是寬帶裝置，即，其具有高截止頻率；電流檢測裝置在通帶寬度具有均勻響應；以及在輸出端處生成比所測量的分路電流具有較高強度的電流，即，電流檢測裝置對待測量的電流進行了放大。

根據特定實施例，單獨考慮這些特定實施例或根據這些實施例的所有技術上可能的組合，電流檢測裝置包括一個或更多個下列特點：

磁力傳感器包括：磁傳感器，所述磁傳感器具有表面，並且當所述磁傳感器處於生成穿過所述表面的磁通量的磁場時所述磁傳感器生成響應信號；

控制電路，所述控制電路的輸入為磁力計的響應信號並且所述控制電路在輸出端生成反饋電流；以及第二導線，所述第二導線位於所述磁傳感器附近並且連接至所述控制電路的所述輸出端，所述反饋電流流過所述第二導線，所述控制電路和所述第二導線使得一反饋磁場被生成，所述反饋磁場的穿過所述磁傳感器的所述表面的通量在每個時刻大體上抵消所述外部磁場的通量，所述電流檢測裝置的輸出信號由所述反饋電流形成；

磁傳感是超導磁傳感器；

控制電路包括比較單元以及電流源，所述比較單元能夠將所述磁傳感器的響應信號與參考信號進行比較，並且生成比較信號，所述電流源受所述比較信號控制並且能夠生成所述反饋電流；

電流檢測裝置具有擴展的通帶寬度並且在所述通帶寬度上具有線性且均勻的響應；

磁傳感器由多個基本磁傳感器組成，所述多個基本磁傳感器串聯連接在所述控制電路的輸入端之間；

所述第一導線和所述第二導線被成形為在所述磁傳感器的表面的平面內平行延伸；所述外部電流沿著第一方向流動，以及所述反饋電流沿著第二方向流動，所述第二方向與所述第一方向相反；

第一導線和/或所述第二導線圍繞所述磁傳感器的所述表面形成迴路，所述迴路包括至少一圈。

所述磁傳感器由多個基本磁傳感器組成，所述多個基本磁傳感器串聯連接在所述控制電路的輸入端之間，所述第一導線和所述第二導線圍繞所述多個基本磁傳感器周圍形成多個曲流；

基本磁傳感器是非對稱的，所述基本磁傳感器設置於每兩個曲流中的一個曲流中，或者所述基本磁傳感器是對稱的，每個曲流中都設置有基本磁傳感器；

第一導線的一部分與所述磁力傳感器設置能夠與外界磁隔離的殼體中。

附圖說明

通過閱讀下文的、僅僅作為示例給出且參考附圖作出的關於實施例和用途的描述，將更好地理解本發明及其優點，在附圖中：

圖1是電流測量裝置的框圖；

圖2是圖1中的裝置的所謂的迴路實施例的示意圖；

圖3是圖1中的裝置的所謂的中間實施例的示意性說明；

圖4是圖1中的裝置的應用了非對稱磁傳感器的所謂的曲流(meander)實施例的示意圖；

圖5是圖1中的裝置的應用了對稱磁傳感器的所謂的曲流實施例的示意圖；

圖6是所謂的迴路實施例的密集二維集中的簡化圖；以及

圖7是所謂的曲流實施例的密集二維集中的簡化圖。

具體實施方式

在圖1中，示出了電流檢測裝置300。

電流檢測裝置300包括殼體302、第一導線306以及磁傳感器310。

殼體302限定了與外界磁隔離，特別是與地球磁場或擾動磁場(例如由無線電波生成的擾動磁場)磁隔離的腔體。殼體302由能夠屏蔽這些外部場的合適材料製成。

第一導線306從外部延伸到由殼體302所限定的腔體內。待測量的外部電流iext(t)穿過導線306。當外部電流iext(t)在導線306中流動時，其會在導線306周圍，特別是殼體302的內側生成外部磁場Bext。外部磁場Bext關於外部電流iext成線性。外部電流iext(t)隨時間t變化。同樣地，外部磁場Bext(t)也隨時間t變化。

磁力傳感器310能夠測量殼體302內的外部磁場Bext(t)，以便於間接獲得電流iext(t)的測量值。

磁力傳感器310包括磁傳感器312、控制電路314以及導線316。

磁傳感器312包括對磁場敏感的部件，該部件能夠以電壓或電流的形式發出與該部件所在的磁場相對應的測量信號V。

在磁傳感器中，已知光學磁傳感器，諸如，具有金剛石N-V中心的傳感器，其中，當晶體處於外部磁場Bext時，該晶體中的形成雜質的原子的電子在兩個能級之間的躍遷會發生變化。所述躍遷的變化會改變被合適的雷射照亮的晶體的響應。這種磁傳感器在室溫下工作。

晶體的響應在所使用的躍遷寬度的特徵頻率周圍是線性的，但是頻率範圍減小。

在磁傳感器中，超導磁傳感器也是已知的，所述超導磁傳感器受到特別關注，因為其提供了物理上可達到的最大靈敏度。這種使用超導材料的磁傳感器可以在低溫下工作，對於所謂的具有高臨界溫度的超導材料而言在大約80開爾文(K)下工作；或者在對於所謂的具有低臨界溫度的超導材料而言在大約一毫開爾文下工作。

超導磁傳感器是超導量子幹涉器件(SQUID)部件或超導量子幹涉濾光器(SQIF)部件。SQIF部件由串聯連接、並聯連接或上述兩種連接方式的SQUID部件的矩陣組成。

SQUID部件和SQIF部件由於其工作原理而具有非線性響應，即，穿過部件的表面S的外磁場Bext的通量φ所感應的電壓V(φ)並不是所述通量φext的線性函數，因而不是外磁場Bext的線性函數。

對於SQUID部件而言，這種響應是正弦波。在這正弦波的拐點區域中，一階特性是線性的。然而，此區域對應於相對窄的通量範圍。

對於SQIF部件而言，除周期性位於某些特徵點周圍的區域之外，響應都是均勻的，V(φ)＝cste，而在所述某些特徵點周圍的區域，外磁場Bext的通量φext等於整數倍的特徵通量φ0，所謂的「磁通量子」。因此，SQIF部件的響應採用「反轉梳」形狀。

對於改進的具有特定結構的SQIF部件，除了在原點周圍的區域之外，響應都是均勻的，而在原點周圍的區域，該響應被抵消，φext＝0。在該區域中，關於原點對稱的響應是準線性的。然而，此區域對應於相對窄的通量範圍。

磁傳感器312是超導磁傳感器。

磁傳感器312具有矩形平行六面體形狀。磁傳感器312厚度小並且具有活性表面S，該活性表面S大體上是平面的並且具有沿著磁傳感器的厚度方向的法線。

磁傳感器312能夠在其兩個輸出端生成響應信號，在此該響應信號為電壓V。該電壓V是穿過表面S的總瞬時磁通量φ(t)的函數。

控制電路314在其兩個輸入端E1和E2之間接收由磁傳感器312產生的響應信號V(φ(t))，並且在其兩個輸出端S1和S2生成反饋電流iCR(t)。

更具體地，控制電路包括比較單元22，該比較單元22與所述輸入端E1和E2連接並且能夠將響應信號V(φ(t))與參考信號V0進行比較並且生成比較信號。

控制電路314包括電流源24，該電流源24受比較信號控制並且能夠在兩個輸出端之間生成反饋電流iCR(t)。

導線316連接在控制電路314的輸出端S1和S2之間。導線316被成形為能夠在磁傳感器312附近延伸。反饋電流iCR(t)穿過導線316。因此，導線316在其周圍生成反饋磁場BCR(t)。磁場BCR(t)關於電流iCR(t)成線性。磁場BCR(t)生成穿過磁傳感器312的表面S的反饋通量φCR(t)：φCR(t)＝BCR(t).S。

在每個時刻，磁傳感器312所遞送的響應信號V(t)取決於穿過表面S的總磁通量φ(t)。

該總通量φ(t)是反饋通量φCR(t)與由待測量的外磁場Bext(t)根據關係式φext(t)＝Bext(t).S得到的外通量φext(t)之和。

當磁傳感器312所接收的總通量φ(t)為常量時，傳感器310處於平衡狀態。在這些條件下，通過恆定地強加瞬時反饋，反饋電流iCR(t)表示外磁場Bext(t)的線性測量值。

為了保持這種平衡狀態，對傳感器310的幾何參數和物理參數進行選擇，使得：反饋通量與外通量相反，並且磁傳感器312的響應V(t)可以瞬間減小到參考電壓V0。換句話說，控制電路314和導線316使得：生成反饋磁場，該反饋磁場的穿過磁傳感器的活性表面的通量在每個瞬間都基本上抵消了外磁場的通量。

應當注意的是，如果外磁場Bext具有DC分量，則穩定點是參考電壓V0偏移了一常量。

通過恰當地選擇參考電壓V0，針對磁傳感器312的其中倒數具有最大值的響應區域，獲得傳感器310的最大靈敏度。對於SQUID型超導磁傳感器，最大靈敏度對應於正弦波響應的拐點。對於SQIF型超導磁傳感器，最大靈敏度對應於原點，可選地略微偏離於原點，以避免因這種磁傳感器的對稱響應造成的場的符號不清楚，進而避免造成電流的符號不清楚。

應當強調的是，對於磁力傳感器310，磁傳感器312的響應信號並不認為是測量信號，而是認為是反饋迴路的調節信號。這是形成測量信號的反饋信號。

因此，通過將磁傳感器的操作限定在其具有高靈敏度和線性特性的窄區域中，電流檢測裝置在擴展的通帶寬度上具有高靈敏度、線性且均勻特性。

有利地，為了使傳感器具有良好的靈敏度，由於流過電流的導線周圍的磁場線具有環形形狀，因此第一導線306和第二導線316位於磁傳感器312的表面S的平面P中。

此外，當外部電流不具有任何DC分量時並且當第一導線306和第二導線316關於磁傳感器312完美對稱時，在每個時刻，反饋電流都精確對應於待測量的外部電流：iCR(t)＝iext(t)。

可以引入電流放大因子，其定義成如下：

G＝|iCR(t)|/|iext(t)|，

通過選擇如下幾何形狀，其中，第二導線316被設置成與磁傳感器312的中心相距距離x2，以及第一導線306被設置成與磁傳感器312的中心相距距離x1，其中，x2大於x1。

圖1示出了一個實施例，其中，第一導線306和第二導線316是直線並且分別位於磁傳感器312的一側和另一側。

可以設想其他實施例。

因此，在圖2中，檢測裝置400具有環狀結構。圖2中等同於或者類似於圖1中的裝置的元件的裝置的元件使用相似的附圖標記來標記，相應的元件的附圖標記相對於圖1中的元件的附圖標記增加了100。

第一導線406被成形為能夠圍繞磁傳感器412形成第一迴路。磁傳感器412於是對電流迴路所感應的通量φext(t)進行測量，而不是對直線導線所感應的通量進行測量。通過採用環形迴路，由此在圖4的直線結構與環狀結構之間引入了等於π的乘積因子。

此外，通過使第一導線406成形為使得：第一迴路包括N1>1圈，穿過表面S的外通量φext(t)與因子N1相乘。

這些乘積因子的引入提供了裝置400的靈敏度大於裝置300的靈敏度的可能性。

有利地，還可以使第二導線成形為使得：形成包括N2圈的第二迴路。

由於第一迴路和第二迴路具有相同的直徑，通過選擇其中N1等於G，N2等於1的結構這種簡單的方式獲得整數放大因子G。更普遍地，簡單地通過選擇：即可獲得整數放大因子G。

該環狀結構具有寬帶響應。

主要通過輻射阻抗Rrad的作用來將通帶寬度限定在高頻處，輻射阻抗Rrad與f4成比例，其中f是反饋電流iCR的頻率。這裡的輻射阻抗替代了由導線416形成的迴路的電感造成的另一限制，所述電感與f成比例。

通過減小由導線416形成的電路的尺寸，輻射阻抗Rrad可以減小，以儘可能地推回至傳感器410的高截止頻率。

另一缺點是，根據法則第一迴路使第二迴路中感應「寄生」電流iind(t)。

其中，Z是第二反饋迴路的阻抗。

因此，兩個迴路均表現為類似於電流變換器，並且iind(t)表示外部電流iext(t)的測量值。

為了利用磁傳感器的屬性，於是將控制電流414適配成生成反饋電流，使得：

iCR(t)＝2.iind(t)

反饋電流注入到第二導線，以沿著與所感應的電流的方向相反的方向流動。

這樣具有如下效果：精確地抵消磁傳感器412內的總通量(至一常量內)，進而恰當地伺服控制反饋電流。

迴路結構使得能夠將密度以一維或二維形式集中到平面P中，這在圖6中進行了示意性地說明。

該迴路結構提供了使得磁傳感器具有減小的尺寸的可能性。

在圖3中，示出了檢測裝置500，其是介於裝置300和裝置400之間的中間實施例。圖3中等同於或者類似於圖1中的裝置的元件的裝置對應的元件，使用相似的附圖標記來標記，相應的元件的附圖標記相對於圖1中的元件的附圖標記增加了大約200。

在該實施例中，如果第一導線506成形為第一迴路，則第二導線516是直線。

在此，優點在於使得能夠將由裝置400中的第一導線在第二導線中感應的寄生電流iind(t)移除。於是，能夠大大地減小磁力傳感器510的阻抗，同時由於第一迴路相對於其中兩條導線都是直線(圖1中)的結構而言具有π.N1因子而保持了高靈敏度。

這種中間結構的另一優點在於這樣的事實：為了精確抵消外通量，有必要施加反饋電流，該反饋電流的強度是裝置400的反饋電流的強度的π倍。因此，反饋電流，即測量電流的總增益為：G＝π2.N1，即，例如，如果N1＝10，則G＝100。

圖4和圖5示出了根據曲流(meander)實施例的兩種檢測裝置。

圖4中等同於或者類似於圖1中的裝置的元件的裝置的相應元件使用相似的附圖標記來標記，相應的元件的附圖標記相對於圖1中的元件的附圖標記增加了300。

在裝置600中，磁傳感器612由多個基本磁傳感器612-i組成，這些基本磁傳感器按行設置，使得它們各自的表面Si位於相同的平面P內。基本磁傳感器612-i串聯連接在控制電路614的輸入端E1與輸入端E2之間。

第一導線606和第二導線616被成形為使得：在平面P內彼此並行。第一導線606和第二導線616彼此間隔一相對於各自的寬度較小的間距。

導線606和616被配置成通過形成曲流來在兩個基本磁傳感器612-i之間流通。

外部電流iext(t)被施加至第一導線606中，以使得其沿著一個方向流動，並且反饋電流iCR(t)被施加至第二導線616中，以使得其沿著另一方向流動。

由導線生成的磁場在基本磁傳感器的表面Si的平面P中具有沿著與平面P垂直的方向的方位，在導線的一側所述方位為正，在導線的另一側所述方位為負。

在裝置600中，基本磁傳感器612-i是非對稱的，這些基本磁傳感器的響應滿足：V(-φ)＝-V(φ)。例如，其為SQUID型傳感器。考慮到兩個曲流的外部磁場和反饋磁場的方位的翻轉，需要將基本磁傳感器612-i設置在每兩個曲流中的一個曲流中，以便基本磁傳感器612-i能夠被隔開，使得基本磁傳感器的響應不會兩兩抵消。

圖5中等同於或者類似於圖1中的裝置的元件的裝置的相應元件使用相似的附圖標記來標記，相應的元件的附圖標記相對於圖1中的元件的附圖標記增加了400。

在圖5中的裝置700中，與圖4中的裝置600的不同之處在於，基本磁傳感器712-i是對稱的。例如，對於SQIF型超導磁傳感器而言，這些基本磁傳感器的響應為：V(-φ)＝V(φ)。它們的響應與磁場的方向無關，於是，基本磁傳感器712-i可以有利地設置在由第一導線706和第二導線716所限定的曲流中的每個曲流中。因此，可以增大基本磁傳感器的密度，這對於恆定表面而言提供了增大電流測量裝置的靈敏度的可能性。

曲流結構引起了寄生電感和寄生輻射電阻，由此限制了通帶寬度。然而，曲流結構的特徵在於所述電感和輻射電阻本身小於迴路結構的電感和輻射電阻，這樣提供了進一步推高電流檢測裝置的通帶寬度的高截止頻率的可能性。

再次通過選擇由導線616或716形成非常小尺寸的電路，輻射電阻可以減小，以進一步推高傳感器的高截止頻率。

此外，可以優化幾何參數。例如，可以增大各個第二導線616和716與磁傳感器612-i的軸線之間的距離x。導線所生成的磁場被減小了1/x，為了獲得相同的反饋通量，則需要增大反饋電流。其優點在於：使得能夠通過使用高強度的反饋電流來對(沿著磁傳感器的表面Si的法線的)非常小幅值的外部磁場進行檢測，即，能夠對小幅值的外部電流進行檢測。

這種曲流結構能夠將密度以一維或二維方式集中到平面P內，這在圖7中進行了示意性說明。

這種曲流結構提供了使得電流檢測裝置具有減小的尺寸的可能性。

此外，這種曲流結構相比於迴路結構而言更具優勢，因為這種曲流結構更易於優化以及大規模集成。

根據本發明的電流檢測裝置具有寬通帶寬度，當磁傳感器為超導體類型時，該電流檢測裝置在所述寬通帶寬度上具有非常高的靈敏度。通過恰當地設計磁力傳感器，可以設想到通帶寬度從超低頻(VLF)擴展到超高頻(UHF)，即，在約幾kHz至約1,000MHz之間。

該電流檢測裝置還具有相對於待測量的外部電流的強度的本質線性響應。此外，該響應在整個通帶寬度上是均勻的，即，該響應與待測量的外部電流的頻率無關。

根據外部電流的可測量強度，電流檢測裝置可以適配成：將控制電路的反饋電流分割到多個域中、將兩條導線的迴路/曲流電路的尺寸優化，多尺度集成等。

可選地，可以在控制電路中引入帶通濾波器，以便按照待測量的外部電流的頻率幅度的順序或者通過感興趣的頻域來指定要使用的特定數量的頻率範圍。

電流檢測裝置最終提供了高密度平面集成的可能性。