廣義線性調頻序列集合的有效相關器組的製作方法

2023-05-29 14:29:26 2

專利名稱：廣義線性調頻序列集合的有效相關器組的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種在接收機中將輸入信號與從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列得出的廣義線性調頻(GCL)序列進行相關的方法。
本發明還涉及一種將輸入信號與從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列得出的廣義線性調頻(GCL)序列進行相關的接收機。
本發明還涉及一種第一收發器和第二收發器之間的通信系統，至少所述第一和第二收發器之一包括將輸入信號與從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列得出的廣義線性調頻(GCL)序列進行相關的接收機。

背景技術：
在當今的大多數移動通信系統中，為保證正確的數據傳輸，對於小區搜索以及無線基站和移動終端的同步有特定的要求。例如通用地面無線接入網(UTRAN)。還有許多其他對於小區搜索和同步有相應需要的移動通信系統。
在這樣的移動通信系統中，一般在上行鏈路和下行鏈路上都要進行同步。在下行鏈路同步的一個步驟中，移動終端與無線基站的載波頻率和幀周期同步。然而，這個同步不足以保證無線基站可以正確地接收移動終端的信號，這是因為移動終端相對於無線基站的距離可能不同。
因此，進一步需要上行鏈路同步。由於無線基站和移動終端之間的距離不確定，所以往返時間通常不可知。
對於移動終端的上行鏈路同步，可以使用隨機接入信道(RACH)。RACH處於一些基於同搶的系統，即小區內的任何移動終端都可以用分配到RACH上的資源進行傳輸。因此，幾個移動終端會同時試圖傳輸同步信號。為了降低無線基站不能區分來自不同移動終端的信號的風險，提供了一組隨機接入前導序列，一個包括兩個或更多前導序列的集合，其中每個移動終端隨機選擇一個這樣的隨機接入前導序列。無線基站可以唯一區分每個移動終端選擇的隨機接入前導序列。
在小區搜索的情況下，移動終端也可能從不同的前導中選擇一個發送給無線基站。移動終端選擇的前導也可以向無線基站傳送一些信息，比如告訴無線基站移動終端要求哪些業務。
成功檢測隨機接入前導序列是移動終端接入網絡的必要步驟。因此，傳輸的隨機接入前導序列需要一個低功率放大器補償以允許高平均發射功率，從而得到較好的覆蓋。
上行鏈路隨機接入前導序列最好具有以下特性 -好的自相關特性以允許精確定時估計， -好的互相關特性以允許不同同時發生和部分同步(即下行同步)前導序列的精確定時估計，其中相位差受小區中最大往返時間的限制，和 -同步和同時發生前導序列的零互相關。
使用零相關區(ZCZ)序列滿足這些特性。ZCZ序列最好應該用作小區搜索和同步使用的前導序列。ZCZ序列能夠從下面描述的廣義線性調頻(GCL)序列中得到。
廣義線性調頻(GCL)序列屬於恆包絡零自相關(CAZAC)序列族。CAZAC序列具有理想的周期自相關並接近於理想的非周期自相關。零周期自相關在至少零延遲的周圍區域內是實現精確到達時間估計的傳輸序列的重要特性。再有，CAZAC序列具有恆包絡。CAZAC序列的脈衝成形獲得的帶限信號具有小功率變化，因此允許低成本功率放大器和高功效。
GCL序列為調製的Zadoff-Chu序列，具體參見參考文獻[1]。(本說明書最後附有一個參考文獻列表。) 定義GCL序列{c(k)}為 c(k)＝a(k)b(kmod m)，k＝0，1，...，N-1， (1) 其中N＝sm2，s和m為正整數，{b(k)}為單位量級的m個複數的任意序列，{a(k)}為Zadoff-Chu序列
其中，WN＝exp(-j2πr/N)並且r與N互質。

為exp(-j2πrp/n)的簡化符號。
如果用相同的Zadoff-Chu序列{a(k)}但是不同的任意正交調製序列{bx(k)}和{by(k)}來定義兩個GCL序列cx(k)和cy(k)，這兩個序列為零相關區(ZCZ)序列，即對於所有移位p周期互相關為零，這樣0≤p|≤T，其中T＝sm-1為零相關區的長度。非周期互相關通常在零相關區具有較低的移位。低互相關特性允許對基於相同Zadoff-Chu序列的不同GCL序列的幾個準同時傳輸的檢測，甚至在接收到的信號功率有很大不同的時候。
根據自相關特性、互相關特性和受限功率變化，使用相同Zadoff-Chu序列的一組正交GCL序列用於非同步隨機接入前導。
例如，無線基站收發器中的基於這樣一組GCL序列的非同步隨機接入前導檢測器需要將接收到的信號與一定延遲範圍內GCL序列集合的所有序列進行相關。這樣的相關計算起來很複雜。
參考文獻[2]提出了一種單一GCL序列有效匹配濾波器的現有實現方案。這個方案只涉及一個GCL序列的接收。
參考文獻[2]的實現方案基於對Zadoff-Chu序列的適當分解。
令 k＝smi+d，k＝0，1，，...，N-1，N＝sm2，i＝0，1，，...，m-1， (3)d＝0，1，，...，sm-1 則
其中，匹配c(k)的濾波器等效於作用在輸入信號u(k)上的相關器。
輸出z為 在公式(5)中帶入公式(2)、(3)和(4)，得到 其中
以及
變量的變換 d＝mx+y，d＝0，1，，...，sm-1x＝0，1，，...，s-1， (9)y＝0，1，，...，m-1 在公式(6)設定n′＝n-N+1，得到 公式(10)的最後總和代表m個有窗輸入抽樣的第si+x塊m點離散傅立葉變換(DFT)的第i個頻率。用Si，x(i)表示有窗的第si+x塊m點DFT的第i個頻率。則，公式(10)可以表示為 因此，z(n)為DFT輸出的加權和，其中在輸入信號的sm個不同的有窗塊中進行DFT。在公式(11)中，用f(j)來乘有窗的第sj塊DFT的第j個頻率。在隨後的輸出z(n+smj)的表達式中，用f(0)來乘相同有窗塊DFT的第0個頻率。這個特性指出，可以計算單一有窗口塊的所有m個頻率，用f(j)乘上第j個頻率輸出並用sm(j-1)個抽樣將其延遲。可以有效地用快速傅立葉變換(FFT)來同時計算所有m個DFT頻率。
圖1中顯示為實現參考文獻[2]中匹配濾波器的帶有符號gx(y)＝g(mx+y)的有效相關器。
相關器的硬體複雜度由每個輸入抽樣所需複數乘法和加法的數目定義。對於通常的相關器，每個輸入抽樣有N個乘法和N-1個加法，得到硬體複雜度O為 O＝2N-1。
圖1中相關器所需乘法M的數目由M＝sm+m-1+sMDFT給定，加法A的數目為A＝sm-1+sADFT，給定用b(y)先與因子g(mx+y)相乘。乘法數目中的術語「-1」在這裡是因為f(0)總是等於1。
這個相關器的硬體複雜度主要依賴DFT算法。可以為所有大小的DFT設計FFT。如果m為2的冪，可以用和ADFT＝mlog2m的根為2的FFT來有效地實現DFT。這也給出了硬體複雜度為 O＝1.5smlog2m+(2s+1)m-2 (12) 當實現相關器時，使用FFT代替DFT可以降低單一GCL序列相關器的硬體複雜度。
然而，當使用不只一個GCL序列時，相關的複雜度顯著增長。例如，無線基站收發器中的檢測器需要將接收到的信號與GCL序列的使用集合中的所有序列進行相關。必須在使用許多不同前導序列的系統中的接收機的匹配濾波器內進行更多的計算。在接收這樣信號的接收機中複雜度是個問題，所以減少複雜度是尤其重要的。
希望更低的複雜度是因為較低複雜度允許接收機中具有更少的電路、更少處理器計算和更小的功率消耗。由於通信系統中的接收機一般具有有限的電路空間、處理能力和功率資源，所以非常需要這些特性。


發明內容
本發明的目的是提供解決上述問題的方法和接收機，即當一組GCL序列用於前導時降低輸入信號相關的複雜度。
當使用不只一個GCL序列時，相關的複雜度顯著增長。因此，本發明旨在提供一種相關方法和實現具有比現有相關方法和接收機更小複雜度的方法的接收機。
上述輸入信號的相關方法根據權利要求1的特徵部分實現該目的，即在所述第一延遲線處理後的步驟中通過將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘，並使用單一DFT電路進行所述DFT處理。
上述用於輸入信號相關的接收機也可以根據權利要求20的特徵部分實現該目的，即所述接收機進一步包括在所述第一延遲線處理後的步驟中通過將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘的裝置，和在單一DFT電路進行所述DFT處理的裝置。
上述用於輸入信號相關的通信系統也可以根據權利要求27的特徵部分實現該目的。
本發明輸入信號的相關方法和實現該方法的接收機和通信系統，通過在系統中使用基於單一Zadoff-Chu序列的一組GCL序列可以降低接收和相關輸入信號的複雜度。
本發明的實施例中，通過將相關調製序列集合的計算與其他計算分開減小了接收可能包括任何調製序列集合的信號的接收機的複雜度。對於所有調製序列來說與調製序列集合不相關的計算只進行一次，而不是每個調製序列都重複計算。當在接收機結構中實現本發明時，這個分開操作對應於將接收到信號抽樣與接收機最後階段的調製序列元素進行相乘。本發明實施例中，接收機只使用一次DFT或FFT。這些特徵有效地降低了相關的複雜度。
本發明的實施例中，通過將接收到抽樣與調製序列元素的乘積合併進行DFT或FFT處理減小了接收可能包括任何定義為DFT序列l＝0，1，...，m-1的調製序列集合的信號接收機的複雜度。本實施例中，接收機只使用一次DFT或FFT。這些特徵進一步降低了相關的複雜度。還有，使用DFT序列作為調製序列能夠提高傳輸信號峰均比(PAR)。良好的PAR值降低了對發射機中放大器的要求。
下面結合描述優選實施例的附圖來說明本發明方法、接收機和通信系統的具體示範性實施例和優勢。



圖1為用於單一GCL序列的現有相關器。
圖2為用於任何調製序列集合的本發明相關器。
圖3為用於作為DFT序列的調製序列集合的本發明相關器。

具體實施例方式 當參考文獻[2]所述的現有匹配濾波從接收一個單一GCL序列擴展到能夠接收包含不只一個GCL序列的一組序列時，可以用本領域中簡單的方案來對集合中每個序列分別應用單一GCL序列的有效相關器。
然而，複雜度隨著集合中序列數目成線性增長。對於m個序列，複雜度為 O＝1.5sm2log2m+(2s+1)m2-2m(13) ＝(3+1.5log2m)N+m2-2m. 該方案有高級別的複雜度。
另一個可能的方案是，對於每個延遲，將接收到的信號元素級與Zadoff-Chu序列a(k)的復共軛相乘得到一個長度N的向量。對於k＝0，1，...，m-1，合計結果向量的每m個元素(k+jm，j＝0，1，...，sm-1)。結果為一個長度m的向量。最後，如果調製序列為DFT序列，m點DFT給接收機所有得自同一Zadoff-Chu序列的前導輸出。當m為2的冪，乘積的結果數目為和A＝N-1+mlog2m，這就得到硬體複雜度為 O＝2N+1.5mlog2m-1(14) 這個方案具有比公式(13)所示單獨有效相關器更小的複雜度。
當以現有方法作為起點並將之擴展到GCL序列集合時，公式(13)和(14)示出了接收不只一個GCL序列的兩種簡單方案的複雜度。然而，這些方案的複雜度級別仍然相當高，所以需要進一步簡化複雜度。
在圖2中，顯示一個實現本發明實施例並適用於任何調製序列集合的接收機。輸入信號可能包括用不同調製序列bl(k)調製單一Zadoff-Chu序列產生的GCL序列集合中的至少一個。本發明中，接收機通過用該GCL序列集合中的GCL序列與輸入信號相關來接收輸入信號。在本實施例中，接收機將相關分為四個階段。第一階段包括第一延遲線，為相關的每個延遲產生m個抽樣。第二階段包括處理第一階段產生的m個抽樣的單一DFT電路，不管調製序列的數目。也可以用單一m點FFT電路來實現更加有效處理的第二階段。第三階段包括進一步處理DFT或FFT輸出的第二延遲線並為第四乘法階段提供抽樣。第四階段將接收信號的抽樣與在發射機端用來創建GCL序列的調製序列元素相乘，因而產生每個GCL序列相關器的一個輸出抽樣。
在圖2的接收機中，在第一延遲線階段，用一個係數f乘以輸入信號的每sm個抽樣以產生DFT的輸入。在第二延遲線階段，進一步向m個濾波器提供DFT輸出的m個抽樣以得到帶有元素v(y)，y＝0，1，...，m-1的長度m的向量v，每個濾波器具有序列g的係數。向量v與調製序列無關並且對於所有GCL序列只計算一次。最後，在乘法階段，列向量v經過矩陣乘數Bv，其中矩陣B的每行為調製序列的復共軛，即(B)lk＝bl(k)*。
通過算術描述，本發明人認識到可以用下述方法改變總和的階來從現有公式(10)獲得新的相關器組 其中1為調製序列的標記。
與公式(10)比較，調製序列的元素bl(y)的復共軛出現在公式(15)的最左邊和而不是最右邊和。
向量元素v(y)為兩個內部和(兩個最右邊和)的結果並且與調製序列無關。對於由單一Zadoff-Chu序列得到的所有GCL序列只計算一次向量v。因此，公式(15)可以表示為 帶有元素zl(n)的相關器輸出z的向量，這等於矩陣符號 z＝Bv 本實施例中，只使用一個DFT，不管使用調製序列的數目。再有，公式(10)中與調製序列集合有關的計算在公式(15)和(16)中與其他計算分開。這種分開使得與調製序列集合不相關的計算更加有效率，因為對於所有調製序列它們只計算一次。因而，可以減小接收包括不同調製序列集合中任意一個的信號，即接收包括GCL序列集合中任意一個的信號的接收機的複雜度。
也可以通過圖1和圖2來理解本發明的複雜度減小。如圖1所述單一GCL序列的現有方案，在接收機的第一階段進行輸入信號抽樣和調製序列元素的乘法。也就是說，乘法之後的所有相關器處理與調製序列b無關。隨之而來的是，如果在GCL序列集合中使用該結構，圖1所示整個相關器對於每個GCL序列必須複製一次。容易看出，當GCL序列的數目增加時，這將導致很大的複雜度。
如圖2所示，另一方面，本發明在接收機的最後階段進行輸入信號抽樣和調製序列元素的乘法。因此，不管調製序列的數目，接收機的前級與調製序列集合b無關並且對於所有調製序列只計算一次。因而，當處理GCL序列集合的時候，在接收機第一階段之後進行調製乘法的方案能夠降低接收機的複雜度。
圖2所示的本實施例的複雜度也可以通過估計複數乘法和加法的數目來計算出。複數乘法的數目為M＝sm+m-1+MDFT+MB，而加法的數目為A＝(s-1)m+ADFT+AB，其中MB和AB分別為矩陣乘數的乘法和加法數目。
一種關注的情況是當B為DFT矩陣的時候，即當調製序列集合定義為DFT序列l＝0，1，...，m-1時。則 M＝sm+m-1+2MDFT 以及 A＝(s-1)m+2ADFT 如果m為2的冪，使用根為2的FFT的結果硬體複雜度為 O＝3m log2m+2sm-1 (17) 表1中給出了公式(14)的現有方案複雜度和公式(17)定義的本發明實施例的複雜度。對於所有m和s值，本發明都具有比現有方案更小的複雜度。(這裡的變量N，m和s為公式(1)和(2)使用的變量)複雜度的減少程度隨s的增加顯著增加。
表1.現有技術和本發明對序列集合的硬體複雜度
本發明對於單一GCL序列的相關也比現有方法有更小的複雜度。對於單一序列，可以先用因子g乘以調製序列b，使得 AB＝MB＝0 則 M＝sm+m-1+MDFT以及 A＝sm-m+ADFT， 當m為2的冪，硬體複雜度O等於 O＝1.5log2m+2sm-1 (18) 表2中為對於單一序列公式(12)的現有方案複雜度和公式(18)的本發明複雜度的比較。對於所有s和m值，本發明的複雜度都減少，尤其是隨s的增加時。
表2.現有技術和本發明對單一序列的硬體複雜度
圖3顯示為應用於當調製序列集合定義為DFT序列l＝0，1，...，m-1情況下的本發明另一個實施例。
本實施例的相關器有三個階段，包括第一延遲線階段、DFT階段和第二延遲線階段。所述第一延遲線處理階段包括延遲線，其包括sm個延遲，將所述輸入信號的抽樣與第一延遲線係數g相乘的sm裝置，和將sm個第一延遲線輸出加到一起構成m個輸出抽樣的裝置。DFT階段包括單一DFT電路。也可以用m點FFT電路來實現更加有效處理的DFT階段。DFT階段從第一延遲線階段接收m個抽樣並進行接收信號抽樣與調製序列集合元素的乘法。
由於調製序列集合為DFT序列，所以可以在DFT階段進行接收信號抽樣和調製信號元素的乘法。DFT階段輸出m個並行的處理信號的抽樣。所述第二延遲線處理階段包括m個並行延遲線，每個包括延遲和將所述輸入信號的抽樣與第二延遲線係數f相乘的裝置。第二延遲線階段延遲並用第二延遲線係數f乘以來自DFT電路的每個輸出抽樣，在某種程度上，用不同的係數f乘以所有並行DFT輸出抽樣並且這些係數f在每個延遲線的每個延遲步驟中都會移位。第二延遲線進一步將每個延遲線的這些乘積結果加到一起並將1個抽樣作為輸出信號並行輸出。
用算術表示，圖3所示的相關器中，第1個序列zl(n)的相關輸出為 即，用f(i)乘以來自DFT的輸出i+1。
本實施例中，只使用一個DFT，不管使用調製序列的數目。再有，公式(10)中與調製序列集合即DFT序列l＝0，1，...，m-1有關的計算，在公式(19)中已經從公式(10)中的最右邊和移動到了DFT和。由於它們可以用已有的DFT處理，這就使得與調製序列乘積有關的計算更加有效。因而，本實施例可以減小接收包括不同DFT調製序列集合中任意一個的信號，即接收包括DFTGCL序列集合中任意一個的信號的接收機的複雜度。
本實施例的複數乘法的數目為M＝sm+MDFT+m(m-1)，由於f(0)＝1，所以加法的數目為A＝(s-1)m+ADFT+m(m-1)。
如果m為2的冪，使用根為2的FFT的結果硬體複雜度為 O＝1.5m log2m+2sm+2m2-3m(20) 表3中給出了公式(14)的現有方案複雜度和公式(20)定義的本發明實施例的複雜度。對於大多N，m和s值，本實施例都具有比現有方案更小的複雜度，尤其是對於較大的s值。(變量N，m和s為公式(1)和(2)使用的變量) 表3.現有技術和本發明對序列集合的硬體複雜度
因而，當處理DFT GCL序列集合的時候，在接收機第一階段之後進行調製乘法的方案能夠降低接收機的複雜度。
再有，使用DFT序列作為調製序列的優點是，這些序列能讓傳輸信號具有良好的PAR特性。這將允許在信號發射機中使用簡單廉價的放大器以及發射機中更低的複雜度。
本領域技術人員可以比照上述示範性實施例對本發明的相關方法、接收機和通信系統進行修改。比如，本領域技術人員可以理解，本發明的接收機也可以接收除了本發明所述GCL序列之外的其他類型信號。輸入信號與GCL序列集合的相關可以接收GCL序列，而與對應於其他類型信號的序列相關可以接收其他類型信號。
參考文獻B.M.Popovic，「Generalized Chirp-Like Polyphase Sequences withOptimum Correlation Properties(具有最優相關特性的廣義線性調頻多相序列)，」IEEE Trans.on Information Theory，Vol.38，no.4，pp 1406-1409，July 1992.B.M.Popovic，「Efficient matched filter for the Generalized Chirp-Likepolyphase sequences(廣義線性調頻多相序列的有效匹配濾波器)，」IEEE Trans.on Aerospace and Electronic Systems，Vol.30，no.3，pp 769-777，July 1994.
權利要求
1、一種在接收機中將廣義線性調頻GCL序列與輸入信號進行相關的方法，該GCL序列從至少經兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列中得到，所述方法至少包括對所述輸入信號的抽樣進行第一延遲線處理、離散傅立葉變換DFT處理和第二延遲線處理，
其特徵在於，
在所述第一延遲線處理後，將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘；及
使用單一DFT電路進行所述DFT處理。
2、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，在所述第二延遲線處理後，將所述輸入信號的抽樣與至少兩個調製序列元素相乘。
3、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，根據以下公式進行所述相關
，其中
b1(y)為調製序列，
f(i)為第一延遲線係數，
u(n』+smi+mx+y)為輸入信號，
g(mx+y)為第二延遲線係數，和
為用於DFT操作的因子。
4、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述相乘通過矩陣乘數步驟實現。
5、根據權利要求4所述的方法，其特徵在於，根據以下公式進行所述相關
其中
b1(y)為調製序列，和
，其中
f(i)為第一延遲線係數，
u(n』+smi+mx+y)為輸入信號，
g(mx+y)為第二延遲線係數，和
為用於DFT操作的因子。
6、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述第一延遲線處理包括
接收所述輸入信號，
延遲所述輸入信號的抽樣並用第一延遲線係數乘所述抽樣，及
向所述DFT處理並行輸出m個抽樣。
7、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述DFT處理包括
接收所述第一延遲線處理輸出的m個並行抽樣，
計算m點DFT，及
向所述第二延遲線處理輸出m個輸出抽樣。
8、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述第二延遲線處理包括
接收所述DFT處理輸出的m個並行抽樣，
在m個並行延遲線中，延遲所述抽樣並用第二延遲線係數乘所述抽樣，及
所述第二延遲線處理之後向矩陣乘數步驟並行輸出m個抽樣。
9、根據權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述第二延遲線處理之後的矩陣乘數步驟包括
接收所述第二延遲線處理輸出的m個並行抽樣，
用矩陣乘數電路中的所述調製序列元素乘所述抽樣，及
將解調信號作為輸出信號輸出。
10、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述至少兩個調製序列為DFT序列。
11、根據權利要求10所述的方法，其特徵在於，在所述DFT處理中，將所述輸入信號的抽樣與至少兩個調製序列元素相乘。
12、根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，根據以下公式進行所述相關
其中
g(mx+y)為第一延遲線係數，
u(n』+smi+mx+y)為輸入信號，
f(i)為第二延遲線係數，和
為用於DFT操作的因子。
13、根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，所述第一延遲線處理包括
接收所述輸入信號，
延遲所述輸入信號的抽樣並用產生sm個第一延遲線輸出的第一延遲線係數乘所述抽樣，
將所述sm個第一延遲線輸出加在一起從而構成m個輸出抽樣，及
向所述DFT處理並行輸出所述m個抽樣。
14、根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，所述DFT處理包括
接收所述第一延遲線處理輸出的m個並行抽樣，
計算包括所述抽樣與所述調製序列元素相乘的m點DFT，及
向所述第二延遲線處理輸出m個輸出抽樣。
15、根據權利要求11所述的方法，其特徵在於，所述第二延遲線處理包括
接收所述DFT處理輸出的m個並行抽樣，
在每個延遲線中，延遲所述抽樣並用第二延遲線係數乘所述抽樣，
將每個延遲線的結果加在一起，及
將來自第二延遲線處理的1個抽樣作為輸出信號並行輸出。
16、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述GCL序列{c(k)}定義為
c(k)＝a(k)b(k mod m)，k＝0，1，...，N-1
其中
N＝sm2，
s和m為正整數，
{b(k)}為單位量級的m個複數的任意序列，和
{a(k)}為Zadoff-Chu序列
k＝0，1，...，N-1，其中
q為任意整數，
WN＝exp(-j2πr/N)，和
r與N互質。
17、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述輸入信號攜帶小區搜索用到的信息。
18、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述輸入信號攜帶隨機接入前導信息。
19、根據權利要求1所述的方法，其特徵在於，用快速傅立葉變換FFT函數進行所述DFT處理。
20、一種將廣義線性調頻GCL序列與輸入信號進行相關的接收機，該GCL序列從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列中得到，所述接收機至少具有第一延遲線處理階段、離散傅立葉變換DFT處理階段和第二延遲線處理的階段，
其特徵在於，所述接收機進一步包括
在所述第一延遲線處理階段後的階段中，將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘的裝置，和
在單一DFT電路進行所述DFT處理的裝置。
21、根據權利要求20所述的接收機，其特徵在於，所述接收機被設置成在所述第二延遲線處理階段後的階段中，將所述輸入信號的抽樣與至少兩個調製序列元素相乘。
22、根據權利要求21所述的接收機，其特徵在於，所述第一延遲線處理階段包括包括延遲和將所述輸入信號的抽樣與第一延遲線係數相乘的裝置的單一延遲線。
23、根據權利要求21所述的接收機，其特徵在於，所述第二延遲線處理階段包括m個並行延遲線，每個並行延遲線包括延遲和將所述輸入信號的抽樣與第二延遲線係數相乘的裝置。
24、根據權利要求20所述的接收機，其特徵在於，所述接收機被設置成在所述DFT處理階段中，將所述輸入信號的抽樣與至少兩個調製序列元素相乘。
25、根據權利要求24所述的接收機，其特徵在於，所述第一延遲線處理階段包括延遲線，所述延遲線包括sm個延遲，將所述輸入信號的抽樣與第一延遲線係數的相乘的sm個裝置，和將sm個第一延遲線輸出加到一起以構成m個輸出抽樣的裝置。
26、根據權利要求24所述的接收機，其特徵在於，所述第二延遲線處理階段包括m個並行延遲線，每個並行延遲線包括延遲，將所述輸入信號的抽樣與第二延遲線係數相乘的裝置，和將每個延遲線的結果加到一起以構成1個並行抽樣輸出的裝置。
27、一種具有用於第一收發器和第二收發器之間通信的通信資源的通信系統，所述第一收發器和第二收發器中至少之一包括一接收機，該接收機被設置成將輸入信號與廣義線性調頻GCL序列進行相關，該GCL序列從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列得到，所述接收機至少具有第一延遲線處理階段、離散傅立葉變換(DFT)處理階段和第二延遲線處理階段，
其特徵在於，所述接收機進一步包括
在所述第一延遲線處理階段後的階段中，將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘的裝置，和在單一DFT電路進行所述DFT處理的裝置。
全文摘要
本發明提供了一種在接收機中對輸入信號進行相關的改進方法以及實現該方法的接收機和通信系統。將輸入信號與從至少兩個調製序列調製的單一Zadoff-Chu序列得出的廣義線性調頻(GCL)序列進行相關。該方法至少包括在第一延遲線、離散傅立葉變換(DFT)電路和第二延遲線處理輸入信號抽樣的步驟。在本發明的第一延遲線處理後的步驟中，將所述輸入信號的抽樣與對應於至少兩個用於獲得所述GCL序列的調製序列的調製序列元素相乘。進而使用單一DFT電路進行所述DFT處理。
文檔編號H04L27/00GK101390355SQ200680053427
公開日2009年3月18日 申請日期2006年12月30日 優先權日2006年12月30日
發明者奧斯卡·莫裡茲, 布蘭尼斯拉夫·波波維奇 申請人:華為技術有限公司