多功能無源混頻器的製作方法

2023-06-24 11:36:36

專利名稱：多功能無源混頻器的製作方法
多功能無源混頻器
"_U iJj
本發明整體涉及射頻電信，並且特別涉及無源射頻混合器(passive radio frequency mixer)。
背景技術：
無線電M^L通常包括混頻器，其將信號從基帶轉換到射頻(RF)帶 或反之亦然。混頻器在發射中將發射信號從基帶上變頻到RF帶，和/或在 接收中將接收信號從RF帶下變頻到基帶。可選地，在一些實現中，接收 的RF信號可以-敗轉換到中頻帶。
混頻器具有待混頻的信號(即，要被上變頻或下變頻的信號)以及一 個或多個本地振蕩信號作為輸入信號，並且其在以下頻率處產生輸出信號， 即該頻率是輸入信號的頻率的線性組合。通常，輸入到混頻器的本地振蕩 信號是相同的信號，但卻具有不同的相移。
混頻器可以是無源混頻器或是有源混頻器。無源混頻器沒有能量源， 只有輸入信號和本地振蕩信號。相應地，輸出功率可能並不大於輸入功率。 另一方面，有源混頻器則要求附加的能量源，以<￡^大輸入信號。相應地， 輸出功率可能高於輸入功率。
有源混頻器相比起無源混頻器所提供的優點在於有源混頻器放大被 混頻的信號。作為結果，當利用有源混頻器時，所得到的信號的功率更高。 另一方面，該放大也導致噪聲功率增加。另外，有源混頻器的線性特性一 般來說相當差，而且有源混頻器消耗功率，在一些實現中功率可能是有限 的資源。
相反，無源混頻器通常有良好的線性和噪聲特性，並且其並不消耗功 率。無源混頻器唯一的缺陷在於它們使被混頻的信號衰減而不是放大該
7信號。衰減的水平取決於實現。
圖1示出了將所接收的無線電信號直接轉換到基帶的現有技術接收機
結構。該接收機在混頻器4和5之前包括第一放大器2。放大器2通常是 低噪聲放大器。在放大器2之前和之後已提供了帶通濾波器1和3來移除 非期望的頻率分量。混頻器4和5將所接收的無線電信號的同相(I)分量 和正交(Q)分量與本地振蕩信號LO—0、 LO—90、 LO—180和LO—270混 頻到基帶。數字指的是相應的本地振蕩信號的相移。在向下混頻 (downmixing )之後，基帶放大器6和7分別放大被向下混頻的I分量和 Q分量，並且低通濾波器8和9移除導致向下混頻的諧波信號分量。當在 A/D-轉換器12中進行模擬到數字(A/D )轉換之前，放大器10和11進一 步放大被低通濾波的信號。
通常，尤其是由於閃爍噪聲(也被稱為1/f噪聲)，基帶放大器6和7 的噪聲係數(noise figures )相對差。因此，從混頻器4和5獲得的信號電 平需要高於基帶放大器6和7的噪聲電平。如果混頻器6和7是無源混頻 器，則接收才幾的總噪聲係數僅在混頻器4和5之前的第一方文大器2中可以 被改善。在該情況下，放大器2的輸出信號的電平可以上升得如此高以致 無源混頻器的良好線性特性被浪費。結果，無源混頻器相對有源混頻器的 優點也被浪費。
與無源混頻器相關的另 一 問題是設計跟隨無源混頻器的低通濾波器 可能是困難的。低通濾波器應當位於第一基帶放大器之前，以便防止由非 期望的強信號分量所引起的交叉調製和互調。在CMOS實現中，難以準確 定義濾波器的拐角頻率(corner frequency )，因為混頻器的輸出阻抗、本 地振蕩器的脈沖比以及混頻器組件的電容值的容限影響了拐角頻率。因而， 濾波器通常被安排成跟隨第一基帶放大器，這導致在性能上接近於有源混 頻器。相應地，無源混頻器的優點再次被浪費。

發明內容
本發明的目的是通過提供改進的混頻器、改進的混頻方法以及改進的無線電M機來克服與常規混頻器有關的限制和問題。
根據本發明的一方面，提供了一種混頻設備。所述混頻設備包括用於 本地振蕩信號的第一輸入埠 ，所述本地振蕩信號具有適於將所述混頻設
備的輸入信號混合到期望頻率的頻率；以及用於待混頻的輸入信號的第二 輸入埠。所述混頻設備進一步包括第一電容，其在操作上串聯耦合於 所述第二輸入埠與所述混頻設備的輸出埠之間；第一開關，其在操作 上耦合於所述第一電容與接地電平(ground level)之間；第二開關，其在 操作上串聯耦合於所述第一電容；以及第二電容，其在操作上耦合於所述 第二開關與所述接地電平之間。所述第一開關和所述第二開關被配置以便 交替地關閉和打開，作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
根據本發明的另一方面，提供了一種混頻設備，所述混頻設備包括 用於本地振蕩信號的第一輸入埠 ，所述本地振蕩信號具有適於將所述混 頻設備的輸入信號混合到期望頻率的頻率；用於待混頻的輸入信號的平衡 輸入埠，所述平衡輸入埠包括第一和第二輸入；以及用於被混頻的輸 出信號的平衡輸出埠，所述平衡輸出埠包括第一和第二輸出。所述混 頻設備進一步包括第一電容，其在操作上串聯耦合於所述平衡輸入埠 的第一輸入與所述平衡輸出埠的第一輸出之間；第二電容，其在操作上 串聯耦合於所述平衡輸入埠的第 一輸入與所述平衡輸出埠的第 一輸出 之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一電容與所述第二電容之間； 第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容；第三開關，其在操作上 串聯耦合於所述第二電容；以及第三電容，其在操作上耦合於所述第二開 關與所述第三開關之間。所述第一開關被配置以便與所述第二開關和所述 第三開關交替地關閉和打開，作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的 響應。
根據本發明的另一方面，提供了一種在混頻設備中的混頻方法。所述 方法包括產生振蕩信號，所述振蕩信號具有適於將所述混頻設備的輸入 信號混合到期望頻率的頻率；在所述振蕩信號的第一半周期期間，利用輸 入信號採樣向串聯連接至所述混頻設備的輸入埠的第一電容充電，以及
9在所述振蕩信號的第二半周期期間，利用所述第一電容中的電荷連同所述 輸入信號，向在操作上耦合於所述第一電容的第二電容充電。
根據本發明的另一方面，提供了一種無線電收發機，所述無線電^ 機包括本地振蕩器和混頻設備，其中，所述本地振蕩器被配置以便產生將 要4皮輸入到所述混頻設備的本地振蕩信號，或者產生將要在形成所述本地
振蕩信號時使用的信號。所述混頻設備包括用於所述本地振蕩信號的第 一輸入埠 ，所述本地振蕩信號具有適於將所述混頻設備的輸入信號混合 到期望頻率的頻率；以及用於待混頻的輸入信號的第二輸入埠。所述混 頻設備進一步包括第一電容，其在操作上串聯耦合於所述第二輸入埠 與所述混頻設備的輸出埠之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一 電容與接地電平之間；第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容； 以及第二電容，其在操作上耦合於所述第二開關與所述接地電平之間。所 述第一開關和所述第二開關被配置以便交替地關閉和打開，作為對所述振 蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
根據本發明的另一方面，提供了一種混頻設備，所述混頻設備包括 提供本地振蕩信號的本地振蕩器，所述本地振蕩信號具有適於將所述混頻 設備的輸入信號混合成期望頻率的頻率；第一電容，其在操作上串聯耦合 於所述混頻i殳備的輸入埠與輸出埠之間；第一開關，其在操作上耦合 於所述第一電容與接地電平之間；第二開關，其在操作上串聯耦合於所述 第一電容；以及第二電容，其在操作上耦合於所述第二開關與所述接地電 平之間。所述第一開關和所述第二開關被配置以便交替地關閉和打開，作 為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
本發明提供了若干優勢。首先，本發明利用相同的組件提供了三種功 能性。本發明起到混頻器、電壓倍增器(voltage multiplier)和低通濾波器 的作用，並且因此，可以減少在實施這些功能性的集成電路中所要求的空 間。本發明同時提供了良好的線性和良好的噪聲係數，並且其在多^t移動 電話中特別有優勢，所述多模行動電話在若干頻帶上操作。先前，由於變 化的頻帶，設計帶通濾波器來跟隨低噪聲放大器是困難的。本發明在低噪聲放大器與混頻器之間不要求單獨的帶通濾波器，因為其也操作為低通濾 波器並且其濾出非期望的頻率分量(根據常規解決方案，這些非期望的頻 率分量是由帶通濾波器來過濾的)。此外，由於本發明倍增了輸入電壓(雖 然其仍然是無源組件，即不消耗功率)，因此可以減少低噪聲放大器的放 大。這減少了利用本發明的設備的功耗。


在下文中，將參照實施例和附圖較為詳細地描述本發明，在附圖中 圖1示出了包括常規混頻器的常規無線電接收機的結構； 圖2示出了才艮據本發明實施例的混頻器；
圖3示出了在圖2中所示出的混頻器的輸入射頻信號和本地振蕩信號；
圖4A示出了才艮據開關電容濾波器原理所實現的現有技術濾波器結構；
圖4B示出了在圖4A中所示出的濾波器結構的等效電路；
圖5示出了才艮據本發明實施例的混頻器，該混頻器具有平衡輸入埠；
圖6示出了才艮據本發明實施例的混頻器的功能性；
圖7A示出了才艮據本發明實施例的混頻器的詳細結構；
圖7B示出了根據本發明另一實施例的混頻器的詳細結構；
圖8示出了根據本發明實施例的無線電M機的接收機結構；
圖9示出了根據本發明另 一實施例的無線電4議機的接收機結構；以
及
圖10示出了根據本發明又一實施例的無線電M機的接收機結構。
具體實施例方式
參照圖2,研究根據本發明實施例的混頻器的例子。除了混頻功能之 外，根據本發明實施例的混頻器還用作電壓倍增器和低通濾波器。根據本 發明實施例的混頻器是無源混頻器，即，其不向輸入信號引入附加電壓。 然而，在適當利用無源組件的情況下，可以倍增輸入信號的幅度。參照圖 2所描述的本發明實施例起到了倍壓器(voltage doubler)的作用。
ii混頻器具有射頻(RF)信號RF—IN作為輸入信號。混頻器還接收兩 個本地振蕩信號LO—0和LO—180作為輸入信號。本地振蕩信號可以是由 本地振蕩器(未示出)提供的方波信號。本地振蕩信號可以都具有相同的 頻率，該頻率與輸入信號的中心頻率一起定義中頻，輸入信號將在該中頻 處被混合。本地振蕩信號LO_0和LO_180具有相反的相位。也就是說， 如果第一本地振蕩信號LO—0的相位是零度，則第二本地振蕩信號LO—180 的相位是180度。可以利用產生一個本地振蕩信號的一個本地振蕩器來產 生第一和第二本地振蕩信號LO_0和LO—180，並且可以將第一和第二本 地振蕩信號LO—0和LO_180處理成具有相同頻率和實質上相反相位的第 一和第二本地振蕩信號LO—0和LO—180。
混頻器包括串聯連接到該混頻器的輸入的第一電容C41、在第一電 容C41與接地之間連接的第一開關35、串聯連接到第一電容C41的第二 開關36，以及在第二開關36與接地電平之間連接的第二電容C43。可以 從第二開關36與第二電容C43之間獲得具有期望頻率(基帶或中頻)的 輸出信號IF_OUT。在該例中，為了幫助讀者理解根據本發明實施例的混 頻器的功能，第一開關35和第二電容C43在另一端被連至接地。第一本 地振蕩信號LO—0控制第一開關35,並且第二本地振蕩信號LO一180控制 第二開關36。可以利用例如MOS電晶體來實現混頻器的組件。
在圖3中，第一和第二電容C41和C43上的電壓電平分別由V2和 V3表示。另外，輸入電壓由V1表示。在圖3中也使用相同的表示。
輸出信號的頻率將是輸入信號與本地振蕩信號LO—0和LO—180的頻 率之間的差。輸出信號的幅度取決於輸入信號與本地振蕩信號LO—O之間 的相位。為了簡單起見，我們現在假設零相移，並且本地振蕩信號的頻率 與輸入信號的頻率相同。相應地，輸入信號,皮向下混頻到基帶。我們進一 步假設本地振蕩信號LO_0和LO—180的脈衝比是這樣的，即，與方波信 號的工作周期(duty cycle )相比，電壓電平僅在短的時間段內是高的。在 實際實現中，脈衝比可以被設計成是不同的。舉例來說，脈沖比可以是 50/50，即，對於LO一0來說，電壓在第一半周期為高，並且在後面半周期為低，而對於LO—180來說則反之。
當第一本地振蕩信號LO_0的電壓電平為高時，第一本地振蕩信號 LO一0控制第一開關35關閉並連接第一電容C41到接地。對應地，當第二 本地振蕩信號LO一180的電壓電平為高時，第二本地振蕩信號LO_180控 制第二開關36關閉並連接第一電容C41到第二電容C43和輸出埠 。
現在將參照圖3來描述在圖2中示出的混頻器的操作。在本地振蕩信 號LO一O和LOJ80的第一半周期期間，根據第一振蕩信號LO—O的電壓 電平的變化而關閉第一開關35。也就是說，當電壓電平為"高"時，第一 開關35被關閉，而當電壓電平變為"低"時，第一開關35被再次打開。 相應地，第一電容C41被充電到對應於混頻器的輸入埠處的電壓電平的 電壓電平。在該例中，輸入信號的電壓電平現在處於正的最大值，如圖3 所示。相應地，V2在該階段等於V1。
在本地振蕩信號LO—0和LO—180的後面半周期期間，根據第二振蕩 信號LO—180的電壓電平的變化而關閉第二開關36。也就是"^兌，當電壓電 平為"高"時，第二開關36被關閉，而當電壓電平變為"低"時，第二開 關36被再次打開。相應地，第一電容C41中的電荷被J改電至第二電容C43。 另外，輸入信號的電壓電平現在已達到其負的最大值，這意味著第一電容 C41中的電壓以及輸入信號的電壓被串聯連接，並且因此，它們合計在一 起。相應地，利用電壓電平V3對第二電容C43充電，該電壓電平V3比 輸入信號的最大電壓電平高兩倍。參照圖3，現在直接從第二電容C43的 輸入埠獲取電壓電平VI。另夕卜，第一電容C41的電壓電平V2被放電至 第二電容C43。作為結果，在第二電容C43處獲得電壓電平V3=V1+V2。
對於本地振蕩信號LO—0和LOJ80的下一個半周期，執行相同的過 程。相應地，第一和第二開關35和36被交替地打開和關閉，以便使得能 夠首先對第一電容C41充電，並且將電荷與串聯的輸入信號一起釋放給第 二電容C43。通過這種方式，輸入RF信號被向下混頻到基帶。另外，輸 出電壓(其是電壓V3) 7是最大輸入電壓電平VI的兩倍高。相應地，混 頻器還起到倍壓器的作用。混頻器的放大是大約6dB，該放大受實際實現
13以及在混頻器中使用的組件的特性影響。雖然根據本發明實施例的混頻器 不向輸入信號帶來附加功率，但是，其改進了利用混頻器的無線電接收機 的噪聲係數。
根據本發明實施例的混頻器的原理是基於對第一電容C41充電並且將 其與串聯的輸入信號一^^文電至第二電容C43。這種對第一電容C43的順 序充電和放電的操作使得第一電容C41以及第一和第二開關35和36起到 利用開關電容濾波器(SC濾波器)技術所實現的電阻器的作用。SC濾波 器技術在本領域同樣是已知的。
圖4A和4B示出了本領域已知的利用SC濾波器技術所實現的低通濾 波器(圖4A)及其等效電路(圖4B)的示意圖。根據相應的振蕩信號CLK一0 和CLK—180操作的開關25和26以及開關25、 26之間的第一電容器起到 具有電阻R2=T/C1的電阻器的作用，其中，T是振蕩信號CLK_0和 CLK—180的周期，並且C1是第一電容器的電容。V—in表示濾波器的輸入 埠，並且V—out表示濾波器的輸出埠。在圖4B中示出了等效電路， 在該等效電路中，開關25和26以及第一電容器已被具有電阻R2的電阻 器替換。另外，SC濾波器包括與第二開關26並聯連接的第二電容器。SC 濾波器的拐角頻率被定義為
/■=丄旦
其中，C2是第二電容器的電容。可以看出，如果振蕩信號的頻率是常量， 則拐角頻率取決於電容C1和C2的比。在CMOS實現中，絕對電容值可 以具有高差異性，但是電容的比值保持得非常精確。也就是說，比值C1/C2 保持完全恆定，而與C1和C2的絕對值的變化無關。相應地，拐角頻率可 以被精確定義並且其僅有邊際變化(marginal variation )。
由此，通過適當地設計這些組件(即，第一和第二電容C41和C43、 第一和第二開關35和36，以及振蕩信號LO_0和LO—180)，根據本發 明實施例的混頻器可以;故用作低通濾波器。現在，第一和第二開關35和 36與第一電容C41起到電阻器的作用，並且通過第一和第二電容C41和
14C43的比值來定義拐角頻率。相應地，拐角頻率現在是
/■ = 1 C41
人-，^yr T^" ■ (2)
fr丄 u
儘管第一電容C41現在被串聯連接至混頻器的輸入埠，而不是如圖4A 中所示的對第一電容器的並聯連接，然而，其仍然具有相同的功能性來達 到該混頻器的低通濾波特性。
如果混頻器被配置以便將輸入RF信號混合到中頻而不是基帶，則拐 角頻率/c可以被設計成足夠高，從而使得會濾掉不期望的高頻分量。
以上對混頻器實施例的描述包括幫助讀者理解該混頻器的功能性的簡 化。例如，考慮了正弦輸入信號。然而，在調製輸入信號的情況下，效果 是相同的。我們假設輸入信號的RF頻率是2GHz，而調製帶寬是2MHz， 並且輸入信號要被混合到基帶。為了產生一個周期的輸出基帶信號，必須 處理大約1000個周期的RF信號。由於低通濾波，對電容的充電和放電操 作在輸出信號中並不作為單獨的發生事件(single incidences )而出現。
圖5示出了才艮據本發明另一實施例的混頻器的結構。在圖5中示出的 混頻器的功能性類似於以上參照圖3所描述的混頻器的功能性。唯一的區 別在於圖5的混頻器的輸入埠和輸出埠現在是平衡的。相應地，從該 混頻器的平衡輸入埠的兩個輸入接收兩個輸入信號，並且將兩個輸出信 號輸出至平衡輸出埠的兩個輸出。第一電容C41現在在操作上耦合於平 衡輸入埠的第一輸入與平衡輸出埠的第一輸出之間。相應地，第二電 容C42在操作上耦合於平衡輸入埠的第二輸入與平衡輸出埠的第二輸 出之間。第一和第二電容C41和C42均與以上參照圖3所描述的第一電容 C41具有相同的功能性。在該實施例中，第一開關30 (其對應於圖3的第 一開關35 )並不被連接到第一電容C41與接地之間，而是被連接到第一電 容C41與第二電容C42之間。第二開關31對應於圖3的第二開關36，並 且因而根據本地振蕩信號LO—180而對其進行控制。第二開關31被串聯連 接到第一電容C41與平衡輸出埠的第一輸出之間。另外，該混頻器還包 括第三開關32，其按照與第二開關31相同的方式^^作用，即根據本地振
15蕩信號LO—180而對其進行控制。第三開關32被串聯連接到第二電容C42 與平衡輸出埠的第二輸出之間。本地振蕩信號LO_0和LO—180可以與 以上所描述的一樣具有適當的脈沖比。第三電容C43對應於以上參照圖3 所描述的第二電容C43，如根據標記所明顯看到的。
本發明該實施例的操作類似於以上所描述的實施例。在本地振蕩信號 的第一半周期期間，第一開關30被關閉，並且開關31和32保持打開。相 應地，利用輸入電壓對第一和第二電容C41和C42進行充電。在第二半周 期期間，第一開關被打開，並且開關31和32被關閉。現在，第一和第二 電容C41和C42祐」故電至第三電容C43。相應地，第一開關30被配置以 便與第二和第三開關31和32交替地關閉和打開。第一和第二電容C41和 C42上的電壓被串聯地與輸入電壓相耦合，並且因而，相對於總輸入電壓 而使第三電容C43上的電壓加倍。另外，圖5中所示出的結構還起到用於 兩個輸入埠的低通SC濾波器的作用。第一電容C41以及開關30和31 起到第一電阻的作用，而第二電容C42以及開關30和32起到第二電阻的 作用。與第三電容一起，它們建立了用於兩個輸入埠的低通濾波器。
上述平衡混頻器代表了根據本發明實施例的平衡混頻器的簡單結構。 可選地，可以通過其它方式來實現平衡混頻器，例如，通過利用兩個非平 衡混頻器。對本領域的技術人員來說，用於平衡混頻器的各種結構是明顯 的，並且因而此處沒有較為詳細地討論這些內容。
根據本發明又一實施例的混頻器具有雙平衡輸入和輸出埠 。通過在 相反相位的情況下將兩個混頻器的本地振蕩輸入埠連接在一起，可以根 據具有平衡輸入和輸出埠的兩個混頻器來構造雙平衡結構。另外，輸入 埠被連接到一起，並且輸出埠被連接到一起。在相反相位的情況下連 接輸入或者輸出埠 。從兩個平衡混頻器構造雙平衡混頻器對本領域的技 術人員來說是明顯的，並且因而此處沒有較為詳細地進行描述。
總之，才艮據本發明實施例的混頻器實現以下操作
1、將輸入信號RF—IN與本地振蕩信號LO混頻，由此生成具有以下 頻率的輸出信號IF—OUT,即該頻率是輸入信號RF—IN與本地振蕩信號LO的頻率的差。相應地，/if_out=/rf—^-</10或/^01^=/10-/1^—in。
2、 在混頻過程期間，相對於輸入信號RF—IN的電壓電平對輸出信號 IF—OUT的電壓電平進行加倍。因此，輸出電壓電平是現有技術無源混頻 器的輸出電壓電平的兩倍高。
3、 在混頻過程期間，對輸出信號IF—OUT實現低通濾波。低通濾波 的拐角頻率可以通過混頻器中的電容的比值來定義。
4、 起到直流鎖閉設備(blocking device )的作用，即，有效地鎖閉DC 信號分量到達混頻器以及該混頻器所屬的系統的後期階段。在沒有附加的 DC鎖閉電容器的情況下實現了 DC鎖閉功能性。
才艮據本發明實施例的混頻器的功能性對應於圖6中示出的框圖。通過 交替地關閉和打開開關35和36，根據本發明實施例的混頻器實現了混頻 (塊38 )、電壓加倍(塊39 )和低通濾波(塊40 )操作。唯一的區別在 於在才艮據本發明實施例的混頻器中，在一個塊中實現了圖6中所示出的 三個塊中實現的操作。相應地，可以利用相同的組件來完成這三種操作。
圖7A和7B示出了才艮據本發明實施例的混頻器的兩種詳細實現。所述 實現無疑具有非常簡單的結構。這兩種實現都是平衡的，這在現今的RF 集成電路中非常普遍。相應地，接下來描述的實施例明顯相似於圖5中所 示出的平衡混頻器的實施例。
在圖7A所示出的實現中，電容器C1和C2對應於圖4的電容C41和 C42。已經利用兩個MOS電晶體Ql和Q2實現了第一開關30。電晶體 Ql和Q2被這樣實現，即，使得將本地振蕩信號LO—1 (對應於LO—0) 應用到電晶體Ql和Q2的柵極。因此，電晶體Ql和Q2的柵極彼此相連。 另外，電晶體Ql和Q2的源極可以直接彼此相連。另外，電晶體Ql和 Q2的漏極^f皮分別連接至第一電容和第二電容Cl和C2。可以僅利用一個 MOS電晶體來實現開關30，但是圖7A中所示出的結構基本減少了本地振 蕩信號LO—1向輸入埠 In—1和In_2的洩露。已利用MOS電晶體Q3和 Q4實現了第二和第三開關31和32。
舉例來說，可以通過NMOS和/或PMOS電晶體來實現開關。在所有開關都是NMOS或PMOS電晶體的情況下，具有相反相位的兩個本地振 蕩信號可以淨皮應用於混頻器，如以上所描述的。可選地，電晶體Q1和Q2 可以是NMOS電晶體，而電晶體Q3和Q4可以是PMOS電晶體。現在， 兩個本地振蕩信號不是必要的。可以向所有的電晶體Ql至Q4應用相同的 本地振蕩信號。電晶體Ql和Q2在本地振蕩信號的正半周期期間被關閉， 而在本地振蕩信號的負半周期期間被打開。另一方面，電晶體Q3和Q4 在本地振蕩信號的負半周期期間被關閉，而在本地振蕩信號的正半周期期 間被打開。當然，Ql和Q2可以是PMOS電晶體，而Q3和Q4是NMOS 電晶體。
已利用三個電容C3、 C4和C5實現了第三電容C43。可以將電容C3 和C4選擇得非常小，因為它們的主要功能是衰減本地振蕩信號LO一l和 LO_2。
在設計利用圖7A中所示出的電路而實現的SC低通濾波器時，出發點 是以上描述的等式(l)。由於該實現涉及RF電路，因此設計不能夠單獨 基於等式(1)。在實現中要考慮的問題包括MOS電晶體Ql、 Q2、 Q3 和Q4的導通電阻、在混頻器之前的在先階段(例如，放大器或帶通濾波 器)的輸出阻抗、混頻器的負載的阻抗、本地振蕩信號的脈衝波形和脈衝 比，以及由混頻器的組件所引起的各種電容。
圖7B示出了才艮據本發明實施例的混頻器的另一實現。該實現幾乎類 似於以上參照圖7A所描述的實現，但是現在，單獨的DC電壓源Va可以 4皮連接到第一開關30的MOS電晶體Ql和Q2的柵極。可以任意選擇由 電壓源Va供應的DC電壓。該DC電壓可以被選擇成無線電^機(在 其中利用了混頻器)基帶部分的操作電壓的一半。現在，基帶部分所需要 的偏壓可以4皮應用於混頻器的輸出埠 Out—l和Out—2，而電容C1和C2 使得混頻器與在先階段的DC電壓分開。
在圖7A和7B中，組件R1、 R2、 R3、 R4、 C6、 C7、 C8和C9是特 定於該實現的，而不以任何方式來限制本發明。
圖8示出了利用根據本發明實施例的混頻器的無線電接收機(或^
18機)的結構。在混頻器43和44之前，所接收的RF信號在濾波器41中被 帶通濾波，並且在低噪聲放大器42中被放大。在適當選擇本地振蕩信號的 相位的情況下，所接收的RF信號被分離成同相(I)分量和正交(Q)分 量。具有零度和180度相移的本地振蕩信號LO_0和LO_180被應用於第 一混頻器44，並且具有卯度和270度相移的本地振蕩信號LO_90和 LO—270 ^皮應用於第二混頻器43。混頻器43和44的混頻輸出信號在相應 的基帶放大器45和46中被進一步放大，並且在相應的低通濾波器47和 48中被低通濾波。在該實現中，本地振蕩信號的脈衝比可以不超過25/75 的比值，以^^防止本地振蕩信號脈衝的重疊。
圖9示出了一種實現，在該實現中，本地振蕩信號LO—0、 LO一卯、 LO—180和LO_270的脈衝比可以是50/50，因為在相應的混頻器64和65 之前的放大器62和63在輸入RF埠側將I分量和Q分量彼此分開。帶 通濾波器60和低噪聲放大器61對於所接收的RF信號的I分量和Q分量 來說是共用的。
圖10示出了一種實現，在該實現中，可以將相同的本地振蕩信號LO—0 和LO_180應用於混頻器74和75這二者。再者，帶通濾波器70和低噪聲 放大器在這些混頻器之前。在混頻器74和75之前的移相器72和73分別 將輸入RF信號的相位移動+45度和-45度，由此分離I分量和Q分量。可 選地，移相器72和73可以將輸入信號的相位移動不同的相移，以便在I 分量與Q分量之間產生90度相移。移相器72和73中的一個甚至可以被 省略(如果另 一個進行卯度相移的話)。在混頻器74和75之後，混頻信 號被饋送到方文大器76和77用於進一步放大。
本領域的技術人員理解，根據本發明實施例的混頻器以及利用該混頻 器的無線電M機可以以眾多不同的方式實現。可以利用GaAsFET晶體 管、SOICMOS電晶體、二極體等來實現混頻器中的開關。舉例來說，可 以將混頻器實現為集成電路或實現在印製電路板上。實際上可以在任何無 線電通信設備中利用根據本發明實施例的混頻器。無線電通信設備可以是 無線電收發機或只是無線電接收機。無線電通信設備可以是行動電話、全
19球定位系統(GPS )接收機、Galileo(伽利略)接收機、無線區域網(WLAN ) 收發機、Bluetooth (藍牙@)收發機、FM無線電接收機、電視信號接收 機(例如，DVB-T或DVB-H) 、 AM接收機、短波無線電收發機，等等。 文中所描述的混頻器向下混頻輸入RF信號，即，將輸入RF信號轉 換成基帶。可選地，根據本發明實施例的混頻器可以向下混頻輸入信號到 中頻(IF)。雖然優ik地在無線電接收機中利用才艮據本發明實施例的混頻 器，但是，還可以將該混頻器實現為將輸入基帶信號轉換成RF信號的上 變頻混頻器。儘管以上已參照根據附圖的例子描述了本發明，然而清楚的 是，本發明並不局限於此，而是可以在所附權利要求的範圍內以若干方式 對其進行^"改。
權利要求
1. 一種裝置，其包括用於本地振蕩信號的第一輸入埠，所述本地振蕩信號具有適於將所述裝置的輸入信號混合到期望頻率的頻率；用於待混頻的輸入信號的第二輸入埠；第一電容，其在操作上串聯耦合於所述第二輸入埠與所述裝置的輸出埠之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一電容與接地電平之間；第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容；以及第二電容，其在操作上耦合於所述第二開關與所述接地電平之間，其中，所述第一開關和所述第二開關被配置以便交替地關閉和打開，作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
2. 根據權利要求1的裝置，其中，所述本地振蕩信號是第一本地振 蕩信號，所述裝置進一步包括用於第二本地振蕩信號的輸入埠，所述第 二本地振蕩信號與所述第一本地振蕩信號具有相同的頻率和實質上相反的 相位，並且其中，所述第一開關被配置以便關閉和打開，作為對所述第一 本地振蕩信號的響應，並且所述第二開關被配置以便關閉和打開，作為對 所述第二本地振蕩信號的響應。
3. 根據權利要求2的裝置，其中，所述開關由NMOS電晶體實現。
4. 根據權利要求1至3中任何一項的裝置，其中，所述裝置被配置 以便通過以下操作還起到電壓倍增器的作用調適所述振蕩信號，以便在 所述第一本地振蕩信號的第一半周期期間關閉所述第一開關，並且相應地 對所述第一電容進行充電；以及調適所述第二振蕩信號，以便在所述第二 本地振蕩信號的第二半周期期間關閉所述第二開關，並且相應地將所述第 一電容中的電荷連同所述輸入信號一起釋放給所述第二電容。
5. 根據權利要求1至4中任何一項的裝置，其中，混頻設備還起到 低通濾波器的作用，所述低通濾波器具有由所述第一電容和所述第二電容的比值定義的拐角頻率。
6. 根據權利要求1至5中任何一項的裝置，其中，所述裝置的輸出 埠被連接在所述第二開關與所述第二電容之間。
7. 根據權利要求1至6中任何一項的裝置，其中，混頻設備被配置 以便將射頻輸入信號轉換到基帶或中頻。
8. 根據權利要求1至7中任何一項的裝置，其中，所述第一開關和 所述第二開關中的一個由NMOS電晶體實現，而另一個由PMOS電晶體 實現。
9. 根據權利要求1至8中任何一項的裝置，其進一步包括兩個平 衡輸入埠和輸出埠、串聯連接至一個輸入埠的第三電容，以及第三 開關，其中，所述第一電容^皮串聯連接至另一個輸入埠，所述第三開關 被串聯連接至所述第三電容，並且所述第二電容被連接在所述第二開關與 所述第三開關之間。
10. 根據權利要求1至9中任何一項的裝置，其中，利用具有相互連 接的柵極和源極的兩個電晶體來實現所述第一開關，並且所述電晶體中至 少 一個的漏極被連接至所述第 一 電容。
11. 根據權利要求10的裝置，其中，直流電壓源被連接至這些電晶體 的基底。
12. —種裝置，其包括用於本地振蕩信號的第一輸入埠 ，所述本地振蕩信號具有適於將所 述裝置的輸入信號混合到期望頻率的頻率；用於待混頻的輸入信號的平衡輸入埠 ，所述平衡輸入埠包括第一 和第二輸入；用於被混頻的輸出信號的平衡輸出埠，所述平衡輸出埠包括第一 和第二輸出；第一電容，其在操作上串聯耦合於所述平衡輸入埠的第一輸入與所 述平衡輸出埠的第一輸出之間；第二電容，其在操作上串聯耦合於所述平衡輸入埠的第一輸入與所述平衡輸出埠的第一輸出之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一電容與所述第二電容之間； 第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容； 第三開關，其在操作上串聯耦合於所述第二電容；以及其中，所述第一開關被配置以便與所述第二開關和所述第三開關交替 地關閉和打開，作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
13. —種方法，其包括產生振蕩信號，所述振蕩信號具有適於將混頻設備的輸入信號混合到 期望頻率的頻率；在所述振蕩信號的第 一半周期期間，利用輸入信號採樣來對串聯連接 至所述混頻設備的輸入埠的第一電容進行充電；以及在所述振蕩信號的第二半周期期間，利用所述第一電容中的電荷連同 所述輸入信號來對在操作上與所述第 一 電容相耦合的第二電容進行充電。
14. 根據權利要求13的方法，其中，所述第一電容和所述第二電容被 交替地充電。
15. 根據權利要求13或14的方法，其中，所述本地振蕩信號是第一 本地振蕩信號，所述方法進一步包括產生第二本地振蕩信號，所述第二本地振蕩信號與所述第一本地振蕩 信號具有相同的頻率和實質上相反的相位；在第一振蕩信號的第一半周期期間，對所述第一電容進行充電； 在第二振蕩信號的第二半周期期間，對所述第二電容進行充電。
16. 根據權利要求13至15中任何一項的方法，其進一步包括通過 利用所述第 一 電容和所述第二電容的比值來定義低通拐角頻率，對被混頻 的信號進行低通濾波。
17. 根據權利要求13至16中任何一項的方法，其進一步包括從所 述第 一 電容與所述第二電容之間獲得被混頻的輸出信號。
18. —種無線電收發機，其包括本地振蕩器和混頻設備，其中，所述本地振蕩器被配置以便產生要被輸入到所述混頻設備的本地振蕩信號，或者產生要在形成所述本地振蕩信號時使用的信號，並且所述混頻設備包括 用於所述本地振蕩信號的第一輸入埠 ，所述本地振蕩信號具有適於 將所述混頻設備的輸入信號混合到期望頻率的頻率；田導法、:S.舾A^i給入/fi"縣A^T筮,*入被d 第一電容，其在操作上串聯耦合於所述第二輸入埠與所述混頻設備的輸出埠之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一電容與接地電平之間； 第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容；以及 第二電容，其在操作上耦合於所述第二開關與所述接地電平之間，其中，所述第一開關和所述第二開關被配置以便交替地關閉和打開， 作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
19. 根據權利要求18的無線電收發機，其中，所述本地振蕩信號是第 一本地振蕩信號，所述混頻設備進一步包括用於第二本地振蕩信號的輸入 埠 ，所述第二本地振蕩信號與所述第一本地振蕩信號具有相同的頻率和 實質上相反的相位，並且其中，所述第一開關#^配置以^1關閉和打開，作 為對所述第一本地振蕩信號的響應，並且所述第二開關被配置以便關閉和 打開，作為對所述第二本地振蕩信號的響應。
20. 根據權利要求19的無線電收發機，其中，所述無線電M機被配 置以^更接收射頻信號，所述射頻信號包括同相分量和正交分量，並且所述 無線電收發機包括用於所述同相分量和所述正交分量的單獨的混頻器。
21. 根據權利要求20的無線電收發機，其中，被應用於與所述正交分 量相關聯的混頻器的本地振蕩信號的相位與,皮應用於與所述同相分量相關 聯的混頻器的本地振蕩信號的相應相位相差90度，並且所述本地振蕩信號 具有最多25/75的脈衝比。
22. 根據權利要求20的無線電M機，其進一步在所述混頻器之前包 括用於各個混頻器的單獨的放大器，並且其中，被應用於與所述正交分量 相關聯的混頻器的本地振蕩信號的相位與被應用於與所述同相分量相關聯的混頻器的本地振蕩信號的相應相位相差90度，並且所述本地振蕩信號具 有最多50/50的脈衝比。
23. 根據權利要求20的無線電^機，其進一步在所述混頻器的至少 一個之前包括移相器，在所述混頻器的至少一個之前的所述移相器移動所:卞向Jet入Ji tf"* 六八J S ".、 一人AA Jci 乂工 ，、,廟《/r ":》向4ci入甚fci "述正交分量之間產生90度的相位差。
24. 根據權利要求23的無線電收發機，其中，相同的本地振蕩信號被 應用於這兩個混頻器。
25. 根據權利要求18至24中任何一項的無線電收發機，其中，所述 無線電M機是移動通信設備。
26. —種裝置，其包括提供本地振蕩信號的本地振蕩器，所述本地振蕩信號具有適於將所述 裝置的輸入信號混合到期望頻率的頻率；第一電容，其在操作上串聯耦合於所述裝置的輸入埠與輸出埠之間；第一開關，其在操作上耦合於所述第一電容與接地電平之間； 第二開關，其在操作上串聯耦合於所述第一電容；以及 第二電容，其在操作上耦合於所述第二開關與所述接地電平之間， 其中，所述第一開關和所述第二開關被配置以便交替地關閉和打開， 作為對所述振蕩信號的電壓電平上的變化的響應。
27. —種裝置，其包括用於獲得振蕩信號的裝置，所述振蕩信號具有適於將所述裝置的輸入 信號混合到期望頻率的頻率；用於在所述振蕩信號的第一半周期期間，利用輸入信號採樣對串聯連 接至所述裝置的輸入埠的第一電容進行充電的裝置；以及用於在所述振蕩信號的第二半周期期間，利用所述第一電容中的電荷 連同所述輸入信號對在操作上與所述第 一 電容相耦合的第二電容進行充電 的裝置。
全文摘要
提供了一種混頻設備，所述混頻設備除了混頻之外還實現電壓倍增和低通濾波操作。通過適當地設計混頻器，可以利用相同的組件完成這三種操作。所述混頻器包括串聯連接至所述混頻設備的輸入的第一電容器(C41)，並聯連接至所述第一電容器(C41)的第一開關(35)，串聯連接至所述第一電容器(C41)的第二開關(36)，以及並聯連接至第二開關裝置的第二電容器(C43)。通過本地振蕩信號(LO_0，LO_180)來控制所述開關(35、36)根據第一振蕩信號的電壓電平上的變化而交替地關閉和打開。
文檔編號H03D7/12GK101507102SQ200780030700
公開日2009年8月12日 申請日期2007年6月26日 優先權日2006年6月30日
發明者R·韋伊塞寧 申請人:諾基亞公司