具有功率因數校正的通量轉換器的製作方法

2023-05-26 06:15:16 1

專利名稱：具有功率因數校正的通量轉換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用於將輸入側的交流電壓轉換為輸出側的直流電壓的通量轉換器(Flusswandler)，其中設置有功率因數校正。此外，本發明還涉及一種用於使這種轉換器運行的方法。
背景技術：
在常見的電網供電中使用的轉換器通常具有強烈地帶有諧波的輸入電流或明顯低於一的功率因數。對此的原因在於通過交流側的整流器給直流側的存儲電容再充電的要求。短的、針形的電流峰值是結果。在沒有附加措施的情況下，電流峰值的高度僅通過輸入側的電網、電源濾波器、整流器和存儲電容的內阻來限制。對單相電網的供電、尤其是這種具有較大的轉換功率(200W以及以上)的供電需要特定的構造，以便滿足有效的技術規範。這些構造措施在供電方面可能有可觀的成本成分。此外，由於附加的損耗功率，結構尺寸和效率受負面影響。為了減小在轉換器的耗用電流中的幹擾性諧振的成分，根據現有技術設置了所謂的功率因數校正(Power Factor Correction, PFC)。無源功率因數校正藉助高的輸入電感來實現。需要大的電感值，以便明顯提高在再充電階段期間的通導角(Stromflusswinkel)。這僅在小功率的情況下是有意義的，因為在其他情況下相對應的扼流圈過大並且過重。除了扼流圈的成本之外，還要考慮所述扼流圈的損耗功率。該方法由於與其相聯繫的最大輸入電流的變化而不大適用於寬的輸入電壓範圍。替換於此地，公知了一種有源功率因數校正，其中特有的轉換級將所吸收的電流自動微調到(nachsteuern)正弦形變化的電網電壓的時間變化過程。這種有源PFC電路通常被構造為升壓式轉換器並且直接被連接在整流器的下遊。所述有源PFC電路將大電容器充電到在輸入交流電壓的峰壓以上的電壓。升壓式轉換器工作在比電網供給明顯更高的頻率上，由此需要明顯更小的電感。形成了具有小的電流紋波係數的近似連續的通過電流(Stromfluss)，其中平均電流通過控制電路來與電網電壓的瞬時值適配。相對於無源功率因數校正，儘管有源PFC電路開銷更大，但是更高的效率和更好的諧波抑制是可能的。除了開銷之外，不利的是這種PFC電路的由原理引起的在最大電網電壓之上的輸出電壓，由此特別是在高電網輸入電壓的情況下在部件負載和絕緣電壓方面會出現問題。不是升壓式轉換器，有源PFC電路而是可以包括降壓式轉換器，在所述降壓式轉換器上有比電網電壓更小的輸出電壓。然而，由此降低了可能的通導角。進入到存儲電容器中的能量輸入僅在電網電壓大於存儲電容器上的電壓時才能實現。此外，電流紋波係數高於在具有升壓式轉換器的解決方案的情況下的電流紋波係數，並且對接地側的功率開關的控制在升壓式轉換器的情況下更簡單。有源PFC電路具有如下缺點除了實際的轉換器之外還必須設置所述有源PFC電路。這相對於沒有PFC功能的轉換器帶來了相當大的額外開銷和附加損耗。

發明內容
本發明所基於的任務是針對開頭所述類型的通量轉換器說明了相對於現有技術的改進。根據本發明，該任務通過一種根據權利要求I所述的轉換器和一種根據權利要求10所述的用於使該轉換器運行的方法來解決。本發明的改進方案在從屬權利要求中予以說明。根據本發明，通量轉換器包括如下變壓器所述變壓器具有至少兩個串聯布置的初級繞組和按相同方向纏繞的次級繞組，其中與第一初級繞組串聯的存儲電容器藉助第一開關按時鐘控制方式通過整流元件可被連接到交流電壓上，並且其中第二初級繞組藉助第二開關按時鐘控制方式可被連接到存儲電容器上。本發明因此基本上基於作為DC/DC轉換器的正向轉換器(Eintaktflusswandler)的功能原理。正向轉換器的功能原理與降壓式開關調節器(Abwaertsschaltregler)的功能原理相組合，然而其中並不使用附加的電感器。以這種方式說明了一種轉換器，藉助該轉換器利用可控的功率因數校正以損耗特別少的方式將能量從輸入端轉移到輸出端。在不添加其他轉換級和沒有其他大電感器的情況下實現了 PFC功能。另一優點在於，附在第一開關上和在第一初級繞組上的電壓僅對應於由經過整流的輸入電壓和存儲電容器上的電壓構成的差。因此，即使輸入電壓高，部件的負載也保持為低。由此也可以降低防止電網瞬態的開銷。通過使存儲電容器上的電壓與輸入電壓合適地適配而覆蓋了非常寬的輸入電壓範圍。存儲電容器上的電壓在輸入電壓小時被預給定為低的，而在輸入電壓大時被預給定為高的。因此存在不帶有切換的寬範圍能力，即不需要設置倍壓器的寬範圍能力。按照根據本發明的方法，在工作循環的第一導通階段中在輸入側所輸送的能量通過第一初級繞組被轉移到次級側並且被存儲在存儲電容器中，而在第二導通階段中，電能從存儲電容器通過第二初級繞組被轉移到次級側。能量從初級側到次級側的轉移因此可替換地通過第一初級繞組或者通過第二繞組經由與次級繞組的磁性耦合來進行。在此，在通過第一初級繞組進行轉移期間同時將能量存儲在存儲電容器中。所存儲的能量通過第二初級繞組被轉移到次級側。該運行方式在同時限制在輸入側所汲取的電流的情況下產生寬的通導角。轉換器的有利的改進方案設置，布置有濾波電容器單元，所述濾波電容器單元被連接到交流電壓的導線上並且被設置在整流元件的下遊。濾波電容器單元在此用於平滑並且被設計得小於常見的緩衝輸入電容器。對於通量轉換器的次級側的擴展方案而言有利的是，輸出電容器通過次級側的整 流電路和次級側的通量扼流圈(Flussdrossel)而被連接到次級繞組上，並且輸出電容器通過次級側的續流二極體被連接到次級側的通量扼流圈上。有利地，次級側的整流電路包括
整流二極體。 在有利的擴展方案中，在初級側設置，與包括存儲電容器和第一初級繞組的串聯電路並聯地布置有初級側的續流二極體。第一初級繞組在此與第一開關、初級側的續流二極體和存儲電容器一起形成降壓式開關調節器。為了擴寬尺寸確定範圍或通導角，設置有如下可替換的實施形式具有初級側的續流二極體的續流路徑分接(anzapfen)第一初級繞組。另一替換方案在於,第一初級繞組和第一輔助繞組以磁性方式耦合，並且與同存儲電容器並聯的初級側的續流二極體串聯地布置第一輔助繞組。如果在兩個初級繞組之間的連接被連接到存儲電容器的一個端子上，該存儲電容器的第二端子與參考電勢相連接，並且如果包括第二初級繞組和第二開關元件的串聯電路與存儲電容器並聯地被布置，則給出本發明的有利的實施形式。該簡單的結構能夠實現各個構件的簡單的尺寸確定和緊湊的結構方式。在簡單的進一步研發中，與第二開關元件串聯地布置有第二二極體，所述第二二極體的導通方向與第二開關的並聯二極體的導通方向相反。並聯二極體有時受構件制約而被包含在所使用的開關中。 對於簡單的調節有利的是，在存儲電容器的第二端子與參考電勢之間布置有第一電流測量電阻，並且在第二開關與存儲電容器的第二端子之間布置有第二電流測量電阻。接著，比較器足以測量初級側的電流。第一初級側的電流流經存儲電容器和第一電流測量電阻，或者第二初級側的電流流經第二開關和第二電流測量電阻，而在此沒有給出相互的影響。在轉換器運行期間，有利地設置的是，在導通階段期間，開始時接通第一開關和關斷第二開關，並且緊接著接通第二開關和關斷第一開關，而且第二開關長時間地保持接通，直至通過第二開關的電流達到預給定的閾值。對所轉移的能量的控制因此通過初級側的電流來進行，其中所述初級側的電流的閾值通過次級側的電壓調節來預給定。在此此外還有利的是，第一開關的接通持續時間與第二開關的接通持續時間之比以如下方式被調節存儲電容器上的電壓平均保持恆定。存儲電容器中的電壓平衡因此與次級側的電壓調節和初級側的電流的關斷控制無關地被調節。較緩慢的第二調節迴路的調節量形成第一開關的接通持續時間。


隨後參照所附的附圖以示例性的方式闡述了本發明。示意性地
圖I示出了根據現有技術的帶有輸入電感器的轉換電路，
圖2a示出了根據現有技術的構造為升壓式轉換器的有源PFC電路，
圖2b示出了根據現有技術的構造為降壓式轉換器的有源PFC電路，
圖3示出了根據本發明的轉換器的實施例，
圖4示出了具有開關的開關工作狀態的電流圖，
圖5示出了輸入電流和輸入電壓的變化曲線，
圖6a示出了帶有第一初級繞組的分接頭的初級側的續流路徑，
圖6b示出了帶有耦合到第一初級繞組上的輔助繞組的初級側的續流路徑，
圖7示出了根據圖3的帶有構造為MOS-FET的開關的實施例。
具體實施方式
圖1-3示出了公知的PFC電路，所述PFC電路將輸入交流電壓轉換成中間迴路的直流電壓。在無源電路(圖I)的情況下，在整流器単元之前布置有足夠大的電感器し通導角以這種方式相對於原始電流變化曲線I/而被提高，但是其中發生要考慮的相移。有源電路(圖2a和2b)包 括時鐘控制的開關S，藉助所述時鐘控制的開關S除了可影響通導角之外也可以影響電流In的相位。在圖3中所示的轉換器包括輸入側的整流橋，所述輸入側的整流橋被連接到交流電壓Un上並且將交流電流In轉換成經過整流的電流IN』。在整流橋的下遊連接有濾波電容器CF，該濾波電容器Cf被確定尺寸為相對於交流電壓Un的頻率為小的。濾波電容器Cf也可以有利地被布置在整流橋之前，由此排除了由於來自轉換器的能量回流引起的充電。此外，該轉換器還包括具有兩個初級繞組Lpl、Lp2和次級繞組Lsek的變壓器。第一初級繞組LpI的始端通過第一開關SI被連接到整流橋的輸出端上。在第一開關SI閉合吋，第一初級電流IpI流經第一初級繞組LpI。第一初級繞組LpI的末端與第二初級繞組Lp2的始端相連接，其中在初級繞組LP1、LP2之間的連接點被連接到存儲電容器Csp的端子上。存儲電容器Csp的第二端子被連接到初級側的參考電勢上。第二初級繞組Lp2的末端通過第二開關S2同樣被連接到參考電勢，使得包括第二初級繞組Lp2和第二開關S2的串聯電路與存儲電容器Csp並聯連接。在第二開關S2閉合時，第二初級電流Ip2流經第二初級繞組Lp2。此外，設置有初級側的續流ニ極管D1，該初級側的續流ニ極管Dl與包括第一初級繞組LpI和存儲電容器Csp的串聯電路並聯地被布置。通過變壓器的芯存在在初級繞組LpI、Lp2與次級繞組Lsek之間的耦合。在次級繞組Lsek中感生的電壓產生次級側的電流Isek,該次級側的電流Isek通過整流ニ極管DsI和通量扼流圈Lf給次級側的輸出電容器Csd5充電。輸出電壓Usek附在該輸出電容器Csd5上。在關斷階段期間，通量扼流圈Lf通過次級側的續流ニ極管Ds2繼續驅動次級側的電流。轉換器以如下方式產生輸入側的電流In的變化過程僅在交流電壓隊過零的區域中短時沒有電流In流動。其間，電流In升高，其中在最高電壓Un的區域中，電流In減小，使得電流變化過程整體是平坦的。來自在輸入側所連接的電網的耗用電流因此並不以電網同步的正弦函數形式來進行，但是避免了電流峰值並且極大地擴寬了通導角，使得電流諧波保持在所要求的邊界值之下。在圖4中所示的電流變化曲線由轉換器的調節而得到。次級側的電壓調節預給定了初級側的電流IpI或Ip2的閾值IPS11。在導通階段開始時，第一開關SI接通。通過第一初級繞組LpI的第一初級電流IpI升高，直至第一開關SI在藉助第二調節迴路預給定的接通持續時間TwI之後又被關斷。第二調節迴路在此確定了存儲電容器Csp的電壓水平並且將該電壓水平平均保持恆定。與關斷第一開關SI同時地將第二開關S2接通。在此有利的是，在接通狀態之間與其設置時間間隙，不如設置微小的重疊。在第二開關S2的接通持續時間Tw2期間，第二初級電流Ip2流經第二初級繞組Lp2並且升高，直至達到預給定的閾值Ip S0llo接著，導通階段通過第二開關S2的關斷而結束。
在次級側，在導通階段期間，由於變壓器的磁性耦合，第一次級側電流IsI流經次級繞組。在此，變壓器通過初級側的電流的部分而被磁化，由此在導通階段期間在初級側的電流IpI或Ip2與除以變壓器的變壓比的次級側的電流IsI之間得到差。變壓比在此是初級繞組LpI或Lp2與次級繞組Lsek之比在這兩個開關SI、S2關斷的關斷持續時間Ttw期間，通過變壓器未轉移能量。變壓器在此被去磁。去磁的持續時間Te短於關斷持續時間Ttw,這通過相對應地確定繞組比的大小或附加的去磁繞組來保證。次級側的通量扼流圈Lf在關斷持續時間Ttw期間繼續驅動次級側的電流IS6k，其中該次級側的電流Isdt線性降低，直至第一開關SI又接通。圖5示出了在穩定的負載點中的經過整流的輸入電壓UN』和電流IN』的變化曲線。示出了如下可能的時間區間在這些時間區間中從存儲電容器Csp汲取能量W或者給存儲電容器Csp輸送能量W。在穩定的負載點中，在適當設置第一開關SI的最大接通持續時間TwI的情況下，在存儲電容器Csp中得到均衡的能量平衡。在輸入側的電壓UN』小於存儲電容器Csp上的電壓Usp與同變壓器的變壓比N相乘的次級側的電壓Usek之和的那些階段中，整體上從該存儲電容器Csp汲取能量。如果輸入側的電壓UN』大於存儲電容器Csp上的電壓Usp與同變壓器的變壓比N相乘的次級側的電壓Usek之和，則首先既從在輸入側所連接的電網吸收能量又從存儲電容器Csp吸收能量。在圖4中示出了相對應的電流變化曲線。在輸入側的電壓UN』進一步升高時，完全從電網吸收能量，其中由次級側的電壓調節預給定的電流閾值Ip soll已經在第一開關的接通持續時間TqnI之內達到。所期望的在存儲電容器Csp上的電壓Usp的預給定按照策略觀察角度來進行。準則在此是第一開關SI上的電壓的減小、利用所存儲的能量來跨接電網故障、通導角的優化、在接通時的受控的上電(Hochfahren)、無電壓開關的開關條件的優化等等。在圖6a和6b中示出了初級側的續流的有利的實施方案。例如，第一初級繞組LpI分開地被實施(圖6a)，而具有初級側的續流二極體Dl的續流路徑被連接到分界點上，也就是說，第一初級繞組LpI藉助續流被分接。替換於此地，在續流中，輔助繞組Lh被布置為附加的去磁繞組(圖6b)。輔助繞組Lh與第一初級繞組LpI磁性耦合，並且在此具有相同的纏繞方向。這些措施的目的是擴寬尺寸確定範圍或通導角。在圖7中示出了根據圖3的轉換器的實際實施方案。就構造為MOS-FET的開關SI、S2而言，必須特別顧忌其受制於工藝的並聯二極體。尤其是，這需要與第二開關S2串聯，以便在上電時防止第二初級繞組Lp2的短路。在上電時，存儲電容器電壓Usp還近似為零或者相對於在輸入側的電壓UN』與存儲電容器電壓Usp之間的電壓差是非常小的。因而，布置有第二二極體D2，所述第二二極體D2的陰極與第二開關S2中的並聯二極體的陰極相連接。具有初級側的續流二極體Dl的初級側的續流路徑分接第一初級繞組LpI。為了簡單地設計初級電流IpI或Ip2的調節，設置電流測量電阻Rsl、Rs2的裝置，在電流測量電阻Rsl、Rs2上降落有測量電壓Ushunt。由此，可以利用僅僅一個比較器在沒有彼此影響的情況下檢測初級側的電流，該初級側的電流或者作為第一初級電流IpI流經電容器Csp和第一電流測量電阻RsI或者作為第二初級電流Ip2流經第二開關S2和第二電流測量電阻民2。在有利地確定電流測量電阻RS1、RS2的尺寸的情況下也可以補償兩個初級繞■ LP1、LP2的不同的匝數。輸入側的濾波電容器Cf在其大小上被計量為使得在轉換器的持續時間為大約3-20 μ S的開關周期期間，電容器Cf上的電壓沒有降低大於預給定的電壓值(例如10V)。因此，電容為數微法的小濾波電容器Cf足以為轉換器提供具有足夠的剛度的輸入側的電壓U；。與在輸入側的整流元件之前的被優化到開關頻率上的電網濾波器一起，由此也滿足了對高頻電網幹擾進行濾波的要求。圖7中所示的轉換器的次級側對應於圖3中的圖示。
所示出的轉換器實施方案絕不是限制性的，並且僅是根據本發明的轉換器的可能的特定實施形式。
權利要求
1.一種用於將輸入側的交流電壓(Un)轉換為輸出側的直流電壓(Usdt)的通量轉換器，其中設置有功率因數校正，其特徵在於，通量轉換器包括具有至少兩個串聯布置的初級繞組(1^1、Lp2)和按相同方向纏繞的次級繞組(Lsdt)的變壓器，與第一初級繞組(LpI)串聯的存儲電容器(Csp)藉助第一開關(SI)按時鐘控制方式通過整流元件能夠被連接到交流電壓(Un)上，並且第二初級繞組(Lp2)藉助第二開關(S2)按時鐘控制方式能夠被連接到存儲電容器(Csp)上。
2.根據權利要求I所述的通量轉換器，其特徵在於，布置有濾波電容器單元(Cf)，所述濾波電容器單元(Cf)被連接到交流電壓(Un)的導線上並且被設置在整流元件的下遊。
3.根據權利要求I或2所述的通量轉換器，其特徵在於，輸出電容器(Csdt)通過次級側的整流電路(DsI)和次級側的通量扼流圈(Lf)被連接到次級繞組(Lsek)上，並且輸出電容器(Csek)通過次級側的續流二極體(Ds2)被連接到次級側的通量扼流圈(Lf)上。
4.根據權利要求I至3之一所述的通量轉換器，其特徵在於，與包括存儲電容器(Csp)和第一初級繞組(LpI)的串聯電路並聯地布置有初級側的續流二極體(D1)。
5.根據權利要求I至3之一所述的通量轉換器，其特徵在於，設置有具有初級側的續流二極體(Dl)的續流路徑，該續流路徑分接第一初級繞組(LpI)。
6.根據權利要求I至3之一所述的通量轉換器，其特徵在於，第一初級繞組(LpI)和第一輔助繞組(Lh)磁性耦合，並且第一輔助繞組(Lh)與同存儲電容器(Csp)並聯的初級側的續流二極體(Dl)串聯地被布置。
7.根據權利要求I至6之一所述的通量轉換器，其特徵在於，在兩個初級繞組(Lpl，Lp2)之間的連接被連接到存儲電容器(Csp)的一個端子上，該存儲電容器(Csp)的第二端子與參考電勢相連接，包括第二初級繞組(Lp2)和第二開關元件(S2)的串聯電路與存儲電容器(Csp)並聯地被布置。
8.根據權利要求7所述的通量轉換器，其特徵在於，與第二開關元件(S2)串聯地布置有第二二極體(D2)，所述第二二極體(D2)的導通方向與第二開關(S2)的並聯二極體的導通方向相反。
9.根據權利要求7或8所述的通量轉換器，其特徵在於，在存儲電容器(Csp)的第二端子與參考電勢之間布置有第一電流測量電阻(Rsl)，並且在第二開關(S2)與存儲電容器(Csp)的第二端子之間布置有第二電流測量電阻(Rsl)。
10.一種用於使根據權利要求I至9之一所述的通量轉換器運行的方法，其特徵在於，在工作循環的第一導通階段中，在輸入側所輸送的能量通過第一初級繞組(1^1)被轉移到次級側並且被存儲在存儲電容器(Csp)中，並且在第二導通階段中，電能從存儲電容器(Csp)通過第二初級繞組(Lp2)被轉移到次級側。
11.根據權利要求10所述的方法，其特徵在於，在導通階段期間，在開始時接通第一開關(SI)和關斷第二開關(S2)，並且緊接著接通第二開關(S2)和關斷第一開關(SI)，而且第二開關(S2)長時間地保持接通，直至通過第二開關(S2)的電流(Ip2)達到預給定的閾值(Ipsoil )。
12.根據權利要求10或11所述的方法，其特徵在於，第一開關(SI)和第二開關(S2)的接通持續時間(1 1，1*2)之比以如下方式被調節存儲電容器(Csp)上的電壓平均保持恆定。
全文摘要
本發明涉及一種用於將輸入側的交流電壓(UN)轉換為輸出側的直流電壓(Usek)的通量轉換器，其中設置有功率因數校正，其中通量轉換器包括變壓器，該變壓器具有至少兩個串聯布置的初級繞組(Lp1、LP2)和按相同方向纏繞的次級繞組(Lsek)，其中與第一初級繞組(Lp1)串聯的存儲電容器(CSp)藉助第一開關(S1)按時鐘控制方式通過整流元件可被連接到交流電壓(UN)上，並且其中第二初級繞組(LP2)藉助第二開關(S2)按時鐘控制方式可被連接到存儲電容器(CSp)上。
文檔編號H02M3/335GK102630368SQ201080054598
公開日2012年8月8日 申請日期2010年11月22日 優先權日2009年12月2日
發明者C.奧格斯基 申請人:西門子公司