電流復用型前饋補償全差分運算放大器的製造方法
2023-05-30 21:31:41 2
電流復用型前饋補償全差分運算放大器的製造方法
【專利摘要】本發明公開了一種電流復用型前饋補償全差分運算放大器，屬於全差分運算放大器【技術領域】，它包括第一增益級、第二增益級、前饋級和共模反饋電路，其中前饋級與第二增益級互為負載且電流復用，本發明能夠顯著地降低整個運放的功耗，同時實現了高的低頻開環增益，並極大地擴展運放的帶寬，可以廣泛應用於無線射頻晶片模擬前端的跨阻放大器、可編程增益放大器或濾波器中，具有良好的應用前景。
【專利說明】電流復用型前饋補償全差分運算放大器
【技術領域】
[0001 ] 本發明涉及全差分運算放大器【技術領域】。
【背景技術】
[0002]在無線射頻晶片的模擬前端中，為了高精度地處理大帶寬信號，跨阻放大器(TIA)、可編程增益放大器(PGA)與濾波器需要有較高增益和大增益帶寬積(GBW)的全差分運算放大器(簡稱全差分運放)。
[0003]傳統的兩級全差分運放由於採用電容的米勒補償直接制約了帶寬的提高，使得跨阻放大器、可編程增益放大器與濾波器的帶寬有限。基於前饋補償的全差分運放包括第一增益級、第二增益級、前饋級和共模反饋電路四部分，其通過在兩個增益級之間引入前饋級，從而在前饋路徑中產生一個零點，該零點即可近似地補償次極點。由於不使用米勒電容，該結構極大地擴展了運放的帶寬，但是，由於第二增益級和前饋級獨立存在，該結構消耗的電流相對比較大，這就增加了整體電路的功耗。
【發明內容】
[0004]本發明要解決的技術問題是提供了一種電流復用型前饋補償全差分運算放大器，它使第二增益級和前饋級互為負載從而實現了電流復用，避免了第二增益級和前饋級獨立存在時消耗電流較大的弊端，顯著地降低了整體電路的功耗。
[0005]為解決上述技術問題，本發明所採取的技術方案是:一種電流復用型前饋補償全差分運算放大器，它包括第一增益級、第二增益級、前饋級和共模反饋電路，其中前饋級與第二增益級具有互為負載且電流復用的連接結構。
[0006]作為優選，第一增益級為局部共模反饋的全差分放大器。
[0007]作為優選，共模反饋電路是基於電壓比較器的共模檢測電路。
[0008]採用上述技術方案所產生的有益效果在於:本發明中第二級與前饋級互為負載，實現了電流的復用，顯著地降低了整個運放的功耗，同時實現了高的低頻開環增益，並極大地擴展了運放的帶寬，可以廣泛應用於無線射頻晶片模擬前端的跨阻放大器、可編程增益放大器或濾波器中，具有良好的應用前景。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0009]圖1是本發明的電路結構示意圖。
【具體實施方式】
[0010]下面結合附圖和【具體實施方式】對本發明作進一步詳細的說明。
[0011]如圖1所示，一種電流復用型前饋補償全差分運算放大器，其包括第一增益級、第二增益級、前饋級和共模反饋電路，其中前饋級與第二增益級互為負載且電流復用，第一增益級為局部共模反饋的全差分放大器，共模反饋電路是基於電壓比較器的共模檢測電路。
[0012]整個運放的外部埠有同相輸入端VIP、反相輸入端VIN、同相輸出端V0P、反相輸出端V0N、共模電壓參考端CMREF，以及偏置電壓端Vbias/Vbiasl。
[0013]第一增益級由NMOS (N型金屬-氧化物-半導體)管M1、M2、M3、M4、M17及PMOS(P型金屬-氧化物-半導體)管M5、M6和電阻Rl、R2組成，其中Rl、R2為第一級的局部共模反饋電阻，且阻值相等。
[0014]NMOS管M1、M2的柵端分別與運放的反相輸入端VIN、同相輸入端VIP相連接；NM0S管M1、M2的源端都連接到NMOS管M17的漏端；NM0S管M1、M2的漏端分別與NMOS管M3、M4的源端相連接；NM0S管M3、M4的漏端分別與第一級的輸出端0UT2、OUTl相連接；NM0S管M3、M4的柵端均與偏置電壓端Vbiasl相連接；PM0S管M5、M6的漏端分別與第一級的輸出端0UT2、0UT1相連接；PM0S管M5、M6的源端均與電源端VDD相連接；PM0S管M5、M6的柵端連接於Rl、R2的正端；R1、R2的負端分別與第一級的輸出端0UT2、OUTl相連接；NM0S管M17的柵、源端分別與偏置電壓端Vbiasdi GND相連接。
[0015]第二增益級由PMOS管M9、MlO、M21構成。
[0016]PMOS管M9、MlO的漏端分別與運放的反相輸出端V0N、同相輸出端VOP相連接；PMOS管M9、MlO的柵端分別與第一級的的輸出端0UT2、OUTl相連接；PM0S管M9、MlO的源端均接於PMOS管M21的漏端；PM0S管M21的柵、源端分別與共模反饋CMFB端、電源VDD相連接。
[0017]前饋級由NMOS管M7、M8、M18構成。
[0018]NMOS管M7、M8的柵端分別與運放的同相輸入端VIP、反相輸入端VIN相連接；NM0S管M7、M8的漏端分別與運放的反相輸出端V0N、同相輸出端VOP相連接；NMOS管M7、M8的源端均接於匪OS管M18的漏端；NM0S管M18的柵、源端分別與偏置電壓端Vbiasdi GND相連接。
[0019]共模反饋電路由NMOS 管 M11、M12、M13、M14、M19、M20 及 PMOS 管 M15、M16 構成，通過運放的輸出與共模參考CMREF相比較產生反饋電壓CMFB控制PMOS管M21來使輸出VOP、VON的共模穩定在CMREF附近。
[0020]NMOS管M11、M12的柵端分別與運放的反相輸出端V0N、共模參考CMREF端相連接；NMOS管M11、M12的漏端分別與PMOS管M15的漏端、共模反饋CMFB端相連接；NMOS管Mil、M12的源端均接於NMOS管M19漏端；NM0S管M13、M14的柵端分別與共模參考CMREF端、運放的同相輸出端VOP相連接；NM0S管M13、M14的漏端分別與共模反饋CMFB端、PMOS管M15的漏端相連接；NM0S管M13、M14的源端均接於NMOS管M20的漏端；NM0S管M19、M20的柵、源端分別與偏置電壓端Vbias、地GND相連接；PM0S管M15的柵、源端分別與其漏端、電源VDD相連接；PM0S管M16的柵、源及漏端分別與PMOS管M15的柵端、電源VDD、共模反饋CMFB端相連接。
[0021]在此全差分運算放大器中，考慮到寄生電容在高頻響應中的影響限制了帶寬的增力口，運放中各個管子尺寸不能太大以減小寄生電容。具體應用如下:
第一級的增益Al=gml.(gm
3ro3rol 丨丨-^o5
// Rl)，
第二級的增益 A2=gm9.(ro9 Il ro7),
前饋級的增益A3=gm7.(ro7 Il ro9),
總的增益 Α=Α1.Α2+Α3， 其中gml、gm3、gm7、gmi3為相應MOS (金屬-氧化物-半導體)管的跨導，為相應MOS管的輸出電阻。
[0022]第一級的極點Pl= -1 / Cl.(gm3ro3roi // ro5 // Rl),
第二級的極點 p2= -1 / C2.(ro9 // ro7),
由前饋級引入的左半平面零點的理論值為z=pl.(1+A1.Α2 / A3)，
其中Cl為第一級輸出結點0UT1/0UT2到地的電容總和；C2為第二級輸出結點V0P/V0N到地的電容總和(包含負載電容在內)。
[0023]調整前饋級的電路參數令z=p2，從而抵消掉次極點的影響，擴展了運放的帶寬。
[0024]為避免共模振蕩，本發明的實際設計中還應根據實際情況做共模環路的補償。
[0025]基於本發明的電路結構，應用TSMC0.18um RF CMOS工藝所設計的全差分運放經過版圖的交流後仿真顯示在電源1.8V、電流1.3mA、溫度為27°C、TT工藝角、負載電容2pF時的開環低頻增益為60dB，3dB帶寬在9MHz以上，增益帶寬積(GBW)在9G以上，開環相位裕度為15° (全差分運放的開環相位裕度一般不會影響閉環應用中差模環路的相位裕度的調整)，而基於現有的第二增益級和前饋級獨立存在的前饋補償全差分運放要達到類似的結果，需要電流2mA左右，可見本發明確實降低了電路的整體功耗。
[0026]總之，本發明中第二增益級與前饋級互為負載，實現了電流的復用，同時達到了大的帶寬和相對較低的功耗，其結構簡單，它可以廣泛應用於處理寬帶信號的無線射頻晶片模擬前端的跨阻放大器、可編程增益放大器或濾波器中，從而降低整個晶片的功耗，具有良好的應用前景。
[0027]對於本領域的技術人員來說，可以根據以上描述的技術方案以及構思，做出其他各種相應的改變及變形，而所有的這些改變以及變形都在本專利權利要求的保護範圍之內。
【權利要求】
1.一種電流復用型前饋補償全差分運算放大器，其包括第一增益級、第二增益級、前饋級和共模反饋電路，其特徵在於:前饋級與第二增益級具有互為負載且電流復用的連接結構。
2.根據權利要求1所述的電流復用型前饋補償全差分運算放大器，其特徵在於所述第一增益級為局部共模反饋的全差分放大器。
3.根據權利要求1所述的電流復用型前饋補償全差分運算放大器，其特徵在於所述共模反饋電路是基於電壓比較器的共模檢測電路。
【文檔編號】H03F3/45GK104283519SQ201410573839
【公開日】2015年1月14日 申請日期:2014年10月24日 優先權日:2014年10月24日
【發明者】王帥, 葉向陽, 高博, 曲韓賓, 吳蘭 申請人:中國電子科技集團公司第十三研究所