一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構及其控制方法與流程
2023-05-30 15:13:57 2
本發明屬於高速動車組牽引傳動系統領域，具體涉及一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構及其控制方法。
背景技術：
牽引傳動系統作為高速動車組的牽引動力和輔助供電系統的能量來源，是高速動車組中最為關鍵的系統之一。目前，高速動車組普遍採用工頻牽引變壓器來獲取電能，經其降壓變換後得到單相工頻交流電壓，再經過四象限PWM整流器整流得到中間直流電壓，最後經牽引逆變器得到可控的三相交流電，進而實現對牽引電機的控制。然而，工頻牽引變壓器體積、重量大，效率低，功率密度小，導致列車的軸重和牽引能耗增加，從而限制了進一步提高牽引變壓器容量的空間。
對於動力分散式高速動車組而言，其牽引變壓器均位於車體底部，其空間十分有限，若要在其有限的安裝空間內進一步提高牽引變壓器容量，需要改善牽引變壓器的功率密度。在此基礎上，電力電子牽引變壓器應運而生。電力電子牽引變壓器的基本思想是通過電力電子技術，將工頻交流電變換為中/高頻交流電，同時使用中/高頻變壓器替代傳統工頻變壓器，從而提高牽引變壓器的功率密度。
現有的電力電子牽引變壓器結構主要分為兩類：第一類通過模塊化多電平AC/AC變換器直接將工頻交流電變換為中、高頻交流電，經中/高頻變壓器隔離降壓後，通過AC/DC變換器整流後得到直流電，供給牽引逆變器控制牽引電機，但是該類拓撲結構的各模塊功率密度一般較低，整個系統的體積和重量並沒有得到明顯改善，因此，沒有在牽引傳統系統領域得到應用；第二類先通過級聯AC/DC變換器將工頻交流電變換為多單元直流電，再經過多個單元中、高頻隔離型DC/DC變換器實現電氣隔離和能量傳遞，在其並聯輸出側得到直流電，最終供給牽引逆變器控制牽引電機。該類拓撲結構具有功率密度高，控制簡單，方便結構模塊化和易於擴展等優點，得到了廣泛關注和研究。然而，對於第二類拓撲結構，由於其級聯單元數量有限，每個單元的功率和電壓等級依然很高。因此，對於隔離型DC/DC變換器，其開關器件的選型通常需要選擇6.5kV或3.3kV的高壓IGBT，極大限制了開關頻率的進一步提升；與此同時，中/高頻變壓器受絕緣、功率等級和散熱等因素的制約，一方面設計較為困難，另一方面牽引變壓器的功率密度的提升也並不明顯。
技術實現要素：
針對現有技術中存在的缺陷，本發明的目的在於針對電力電子牽引變壓器的第二類拓撲結構因開關器件、中/高頻變壓器和濾波電容等因素制約而無法有效實現牽引變壓器的功率密度的提升，提出了一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構，並基於該結構提出了相應的控制方法。
為達到以上目的，本發明採取的技術方案是：
一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構，包括N個功率變換單元；所述功率變換單元包括H橋變換器和中/高頻隔離型DC/DC變換單元；所述N個H橋變換器組成N級級聯H橋變換器；所述中/高頻隔離型DC/DC變換單元包括K個DC/DC變換器；
所述N個功率變換單元的輸入端串聯連接，輸出端並聯連接；所述N級級聯H橋變換器的輸入端串聯連接，輸出端互不相連；所述N個DC/DC變換單元的輸入端與N級級聯H橋變換器的輸出端連接，輸出端並聯連接；所述K個DC/DC變換器的輸入端串聯連接，輸出端串聯連接。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸入埠P11通過分離接觸器4、電感、網側斷路器2和受電弓1與接觸網6連接；輸入埠Q1N與鋼軌7連接。
在上述方案的基礎上，所述分離接觸器4與充電接觸器3和預充電電阻的串聯支路並聯。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸入埠按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的順序級聯；所述N級級聯H橋變換器的輸入埠P1j與Q1j之間設有旁路接觸器5，其中j＝1,2,…,N。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸出埠Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N分別與中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸入埠Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N連接；中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出埠P31，P32，…，P3N與牽引逆變器的輸入側正極連接，輸出埠Q31，Q32，…，Q3N與牽引逆變器的輸入側負極連接。
在上述方案的基礎上，所述每個中高/頻隔離型DC/DC變換單元輸入端連接有輸入支撐電容Ci，輸出端連接有輸出支撐電容Co；所述輸入支撐電容Ci為H橋變換器的輸出濾波電容；所述K個DC/DC變換器的輸入端分別連接有輸入支撐電容Ci1～CiK；所述K個DC/DC變換器的輸出端分別連接有輸出濾波電容Co1～CoK。
在上述方案的基礎上，所述DC/DC變換器的拓撲結構為全橋LLC諧振型DC/DC變換器或雙有源橋式DC/DC變換器。
在上述方案的基礎上，所述全橋LLC諧振型DC/DC變換器包括兩組全橋電路，原邊全橋電路與諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器勵磁電感Lm串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接。
在上述方案的基礎上，所述雙有源橋式DC/DC變換器包括兩組全橋電路，原邊全橋電路與電感Lk串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接。
一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構的功率平衡控制方法，包括：N級級聯H橋變換器的功率平衡控制步驟以及N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡控制步驟，所述N級級聯H橋變換器的功率平衡通過控制N級級聯H橋變換器的直流輸出電壓平衡來實現；所述N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡通過控制N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出電流平衡以及每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中的K個DC/DC變換器的輸入電壓平衡來實現。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的直流輸出電壓平衡控制包括以下步驟：
步驟1：計算N級級聯H橋變換器的輸出直流電壓vdc1，vdc2…vdcN的總輸出電壓為將總輸出電壓與總參考電壓Nvdc_ref進行比較，將比較結果經H橋變換器電壓控制器調節後得到參考電流幅值，同時將輸入電壓vg通過鎖相環進行處理，得到輸入電壓vg的相位信息，將輸入電壓vg的相位信息與參考電流幅值相乘，得到與輸入電壓vg同相位的參考電流ig,ref；
步驟2：將輸入電流ig與參考電流ig,ref進行比較，將比較結果經H橋變換器電流控制器調節後，與輸入電壓vg進行比較，比較後得到N級級聯H橋變換器的總PWM電壓參考值Vconv_ref，總PWM電壓參考值Vconv_ref除以N得到平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N；
步驟3：計算總輸出電壓的平均值，得到平均電壓並作為各個H橋變換器的參考指令，將各個H橋變換器的輸出直流電壓分別與平均電壓進行比較，比較後的結果經H橋變換器均壓控制器調節後與平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N相乘，相乘得到的結果再與平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N相加，最後分別除以各級H橋變換器的輸出直流電壓vdc1，vdc2…vdcN，得到各個H橋變換器用於實現電壓平衡控制的調製波vctrx，其中x＝1,2,…,N。
在上述方案的基礎上，所述N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡控制包括以下步驟：
步驟1：將輸出電壓vo和輸出參考電壓vo_ref進行比較，比較後的結果經DC/DC變換單元電壓控制器調節後輸出基礎移相值
步驟2：計算N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出電流io1,io2,…,ioN的總輸出電流為對總輸出電流求解平均值得到電流平均值將電流平均值作為平均參考電流，將平均參考電流分別與各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出電流io1,io2,…,ioN進行比較，比較後的結果經DC/DC變換單元均流控制器調節後輸出各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流補償移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN；
步驟3：將各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流補償移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN分別和基礎移相值相加，得到各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流移相值
步驟4：計算每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中的K個DC/DC變換器的輸入電壓vin1(y)，vin2(y)，…，vinK(y)的總輸入電壓為並求解總輸入電壓的平均值，其平均值作為參考電壓，將參考電壓分別與各個DC/DC變換器的輸入電壓vinx(y)進行比較，將比較得到的結果經DC/DC變換單元均壓控制器調節後輸出各個DC/DC變換器的輸入電壓補償移相值Δdvx(y)；分別將各個DC/DC變換器的輸入電壓補償移相值Δdvx(y)和步驟3中得到的均流移相值進行疊加，得到各個DC/DC變換器的最終移相值使用該最終移相值可以保證N個中高/頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡；其中：y＝1,2,…,N，代表其屬於第y個中/高頻隔離型DC/DC變換單元；x＝1,2,…,K，代表每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中第x個DC/DC變換器。
在上述方案的基礎上，步驟4中所述的DC/DC變換器為雙有源橋式DC/DC變換器。
在上述方案的基礎上，步驟4中所述DC/DC變換器為全橋LLC諧振型DC/DC變換器，需將DC/DC變換器中的各個移相值替換為相應的開關頻率值。
本發明的有益效果：
1、在本發明中，每個中高/頻隔離型DC/DC變換單元由若干個輸入端串聯、輸出端串聯的DC/DC變換器組成，大大減小了每個DC/DC變換器的輸入輸出電壓、電流應力和傳輸功率，因而可以採用低電壓應力的開關器件替代原高壓大功率的開關器件，從而可進一步提升DC/DC變換器的開關頻率，進而降低中/高頻變壓器的體積和重量、提高中高/頻隔離型DC/DC變換單元的功率密度；
2、本發明對中/高頻變壓器的電氣絕緣要求大大降低，變壓器可以不採用油絕緣的方式，從而省去油箱、油管路等；
3、本發明具有模塊化結構，靈活性較高，可以分別根據不同指標(器件發展情況、經濟性和可靠性等)選擇各變換環節的單元數，易於進行故障冗餘設計，並且與未來寬禁帶器件的發展趨勢相適應。
附圖說明
本發明有如下附圖：
圖1是現有技術的一種典型電力電子牽引變壓器第二類拓撲結構示意圖；
圖2是本發明的新型電力電子牽引變壓器拓撲結構示意圖；
圖3是本發明的全橋LLC諧振型DC/DC變換器拓撲結構示意圖；
圖4是本發明的雙有源橋式DC/DC變換器拓撲結構示意圖；
圖5是本發明的新型電力電子牽引變壓器N級級聯H橋變換器的直流電壓平衡控制框圖；
圖6是本發明的新型電力電子牽引變壓器N個中/高頻隔離型DC/DC變換器單元的功率平衡控制框圖。
圖中，1-受電弓，2-網側斷路器，3-充電接觸器，4-分離接觸器，5-旁路接觸器，6-接觸網，7-鋼軌，8-牽引電機。
具體實施方式
下面結合1-6附圖，對一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構及其控制方法做詳細說明。應該強調的是，下述說明僅僅是示例性的，而不是為了限制本發明的範圍及其應用。
一種新型電力電子牽引變壓器拓撲結構，包括N個功率變換單元；所述功率變換單元包括H橋變換器和中/高頻隔離型DC/DC變換單元；所述N個H橋變換器組成N級級聯H橋變換器；所述中/高頻隔離型DC/DC變換單元包括K個DC/DC變換器；
所述N個功率變換單元的輸入端串聯連接，輸出端並聯連接；所述N級級聯H橋變換器的輸入端串聯連接，輸出端互不相連；所述N個DC/DC變換單元的輸入端與N級級聯H橋變換器的輸出端連接，輸出端並聯連接；所述K個DC/DC變換器的輸入端串聯連接，輸出端串聯連接。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸入埠P11通過分離接觸器4、電感、網側斷路器2和受電弓1與接觸網6連接；輸入埠Q1N與鋼軌7連接。
在上述方案的基礎上，所述分離接觸器4與充電接觸器3和預充電電阻的串聯支路並聯。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸入埠按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的順序級聯；所述N級級聯H橋變換器的輸入埠P1j與Q1j之間設有旁路接觸器5，其中j＝1,2,…,N。
在上述方案的基礎上，所述N級級聯H橋變換器的輸出埠Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N分別與中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸入埠Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N連接；中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出埠P31，P32，…，P3N與牽引逆變器的輸入側正極連接，輸出埠Q31，Q32，…，Q3N與牽引逆變器的輸入側負極連接。
在上述方案的基礎上，所述每個中高/頻隔離型DC/DC變換單元輸入端連接有輸入支撐電容Ci，輸出端連接有輸出支撐電容Co；所述輸入支撐電容Ci為H橋變換器的輸出濾波電容；所述K個DC/DC變換器的輸入端分別連接有輸入支撐電容Ci1～CiK；所述K個DC/DC變換器的輸出端分別連接有輸出濾波電容Co1～CoK。
在上述方案的基礎上，所述DC/DC變換器的拓撲結構為全橋LLC諧振型DC/DC變換器或雙有源橋式DC/DC變換器。
在上述方案的基礎上，所述全橋LLC諧振型DC/DC變換器包括兩組全橋電路，原邊全橋電路與諧振電感Lr、諧振電容Cr和變壓器勵磁電感Lm串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接。
在上述方案的基礎上，所述雙有源橋式DC/DC變換器包括兩組全橋電路，原邊全橋電路與電感Lk串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接。
圖1是現有技術的一種典型電力電子牽引變壓器第二類拓撲結構示意圖，該電力電子牽引變壓器由N個輸入端串聯、輸出端並聯的功率變換單元組成，每個功率變換單元由一個H橋變換器和一個DC/DC變換單元組成。在目前廣泛採用的電路方案中，一個DC/DC變換單元只包括一個DC/DC變換器。由於H橋變換器的輸出直流電壓和DC/DC變換單元的輸出直流電壓均較高，因此，對於該DC/DC變換單元，開關器件通常採用3.3kV或6.5kV的IGBT，其開關特性較差，大大制約了開關頻率的進一步提升，並且較高的直流電壓需要濾波電容具有較高的電壓應力，從而使其體積和重量大大提升；此外，較高的直流電壓對中/高頻變壓器的絕緣要求很高，制約了變壓器功率密度的進一步提升。
圖2是本發明的新型電力電子牽引變壓器拓撲結構示意圖。圖2中，新型電力電子牽引變壓器由N個功率變換單元輸入端串聯連接、輸出端並聯連接組成，其輸入側為N級級聯H橋變換器，它的輸入埠P11經分離接觸器4、電感、網側斷路器2和受電弓1與接觸網6相連，輸入埠Q1N則與鋼軌7相連，分離接觸器4與充電接觸器3和預充電電阻的串聯支路並聯。N級級聯H橋變換器輸入埠按P11-Q11-P12-Q12-…-P1N-Q1N的順序級聯，輸出埠Po21、Qo21，Po22、Qo22，…，Po2N、Qo2N則分別與中高/頻隔離型DC/DC變換單元的輸入埠Pi21、Qi21，Pi22、Qi22，…，Pi2N、Qi2N相連；中高/頻隔離型DC/DC變換單元的輸出埠P31，P32…P3N與牽引逆變器的輸入側正極相連，輸出埠Q31，Q32…Q3N則與牽引逆變器的輸入側負極相連。由於每個功率變換單元的結構完全一致，因此，只選取其中一個功率變換單元進行拓撲結構的介紹。對於每個功率變換單元，主要由兩級變換器連接而成，前級為H橋變換器，其主要作用為將網側交流電變換為直流電；後級為由K個DC/DC變換器輸入端串聯連接、輸出端串聯連接組成的中/高頻隔離型DC/DC變換單元，其主要作用為直流電壓變換和電氣隔離，最終在並聯輸出側得到直流電，供給牽引逆變器控制牽引電機8。圖2中，Ci1～CiK分別為K個DC/DC變換器的輸入支撐電容，Ci為H橋變換器的輸出濾波電容。Co1～CoK分別為K個DC/DC變換器的輸出濾波電容，Co為每個中高/頻隔離型DC/DC變換單元的輸出濾波電容。
與目前採用的電路方案相比，採用新型電力電子牽引變壓器拓撲結構後，每個DC/DC變換器的輸入電壓下降為原來的1/K，輸出電壓也下降至原來的1/K。因此，每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中各個DC/DC變換器參數的選取可以進行如下改變和優化：
1、各個DC/DC變換器中的開關器件的電壓應力下降至原來的1/K，可以選取低電壓應力的開關器件來替代原來的高壓開關器件，以改善開關特性、提高開關頻率；
2、各個DC/DC變換器的傳輸功率下降為原來的1/K，變壓器的功率等級和絕緣等級得到大幅減小，變壓器可以不採用油絕緣的方式，從而省去油箱、油管路等部件。
3、各個DC/DC變換器的輸入電容和輸出電容的電壓應力下降為原來的1/K，因此，可以選取低壓電容代替高壓電容。
根據圖2中給出的新型電力電子牽引變壓器拓撲結構，中/高頻變壓器位於中/高頻隔離型DC/DC變換單元中，為了減小中/高頻變壓器的體積和重量，需要儘可能提高DC/DC變換器的開關頻率，因此，具有軟開關能力的DC/DC變換器是最佳的選擇。此外，考慮到牽引傳動系統的再生制動工況，該DC/DC變換器應具有能量雙向流動的能力。基於此，本發明給出了兩種推薦的DC/DC變換器拓撲結構，分別如圖3和圖4所示。圖3是全橋LLC諧振型DC/DC變換器的結構示意圖，該拓撲結構由兩組全橋電路構成，原邊全橋電路與諧振電感Lr(該諧振電感Lr可以獨立進行繞制，也可使用變壓器漏感進行代替)、諧振電容Cr和變壓器勵磁電感Lm串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接。根據變換器的實際工作情況，可以採用半橋結構替代全橋結構，該拓撲結構所使用的控制方式為變頻控制。圖4是雙有源橋式DC/DC變換器的結構示意圖，該拓撲結構同樣由兩組全橋電路構成，原邊全橋電路與電感Lk串聯連接，並通過中/高頻變壓器與副邊全橋電路連接，該拓撲結構所使用的控制方式為移相控制。
本發明所提出的新型電力電子牽引變壓器拓撲結構，由於涉及多個功率變換單元的級聯，因此，需要相應的功率平衡控制方法來保證變換器的輸出特性滿足設計要求，並且確保各個功率變換單元間的輸入、輸出功率一致。
對於N級級聯H橋變換器，其功率平衡可以通過控制N級級聯H橋變換器的直流輸出電壓平衡來實現。圖5為N級級聯H橋變換器的直流電壓平衡控制框圖。其中，vdc1，vdc2，…，vdcN為各級H橋變換器的輸出直流電壓，Nvdc_ref為總的直流參考電壓。其控制步驟包括以下步驟：
步驟1：計算N級級聯H橋變換器的輸出直流電壓vdc1，vdc2…vdcN的總輸出電壓為將總輸出電壓與總參考電壓Nvdc_ref進行比較，將比較結果經H橋變換器電壓控制器調節後得到參考電流幅值，同時將輸入電壓vg通過鎖相環進行處理，得到輸入電壓vg的相位信息，將輸入電壓vg的相位信息與參考電流幅值相乘，得到與輸入電壓vg同相位的參考電流ig,ref；
步驟2：將輸入電流ig與參考電流ig,ref進行比較，將比較結果經H橋變換器電流控制器調節後，與輸入電壓vg進行比較，比較後得到N級級聯H橋變換器的總PWM電壓參考值Vconv_ref，總PWM電壓參考值Vconv_ref除以N得到平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N；
步驟3：計算總輸出電壓的平均值，得到平均電壓並作為各個H橋變換器的參考指令，將各個H橋變換器的輸出直流電壓分別與平均電壓進行比較，比較後的結果經H橋變換器均壓控制器調節後與平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N相乘，相乘得到的結果再與平均PWM電壓參考值Vconv_ref/N相加，最後分別除以各級H橋變換器的輸出直流電壓vdc1，vdc2…vdcN，得到各個H橋變換器用於實現電壓平衡控制的調製波vctrx，其中x＝1,2,…,N。
對於與N級級聯H橋變換器相連的N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元，可以通過控制輸出電流平衡來實現N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡，然後通過控制每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中K個DC/DC變換器的輸入電壓平衡來實現每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元內部的功率平衡，進而保證整個系統的功率平衡。每個DC/DC變換器採用了兩組電壓閉環：輸出電壓閉環和輸入電壓閉環。輸出電壓閉環旨在使輸出電壓維持在額定工作點，輸入電壓閉環旨在保證各個DC/DC變換器的輸入電壓平衡，兩組電壓環共同滿足輸出電壓調節和功率平衡的要求。圖6為以雙有源橋式DC/DC變換器為例的N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡控制框圖。其控制步驟包括以下步驟：
步驟1：將輸出電壓vo和輸出參考電壓vo_ref進行比較，比較後的結果經DC/DC變換單元電壓控制器調節後輸出基礎移相值
步驟2：計算N個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出電流io1,io2,…,ioN的總輸出電流為對總輸出電流求解平均值得到電流平均值將電流平均值作為平均參考電流，將平均參考電流分別與各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的輸出電流io1,io2,…,ioN進行比較，比較後的結果經DC/DC變換單元均流控制器調節後輸出各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流補償移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN；
步驟3：將各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流補償移相值Δdi1，Δdi2，…，ΔdiN分別和基礎移相值相加，得到各個中/高頻隔離型DC/DC變換單元的均流移相值
步驟4：計算每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中的K個DC/DC變換器的輸入電壓vin1(y)，vin2(y)，…，vinK(y)的總輸入電壓為並求解總輸入電壓的平均值，其平均值作為參考電壓，將參考電壓分別與各個DC/DC變換器的輸入電壓vinx(y)進行比較，將比較得到的結果經DC/DC變換單元均壓控制器調節後輸出各個DC/DC變換器的輸入電壓補償移相值Δdvx(y)；分別將各個DC/DC變換器的輸入電壓補償移相值Δdvx(y)和步驟3中得到的均流移相值進行疊加，得到各個DC/DC變換器的最終移相值使用該最終移相值可以保證N個中高/頻隔離型DC/DC變換單元的功率平衡；其中：y＝1,2,…,N，代表其屬於第y個中/高頻隔離型DC/DC變換單元；x＝1,2,…,K，代表每個中/高頻隔離型DC/DC變換單元中第x個DC/DC變換器。
以上所述，僅為本發明較佳的具體實施方式，但本發明的保護範圍並不局限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到的變化或替換，都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。因此，本發明的保護範圍應該以權利要求的保護範圍為準。
本說明書中未作詳細描述的內容屬於本領域專業技術人員公知的現有技術。