電動機驅動控制裝置的製作方法

2023-05-31 01:56:16

專利名稱：電動機驅動控制裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及不使用用於檢測在轉子中包含永久磁鐵的同步電動機(以下，簡稱為 電動機)的磁極位置的傳感器進行驅動的電動機驅動控制裝置，尤其涉及沒有使驅動電路 的輸出電壓時刻變化、在從低速到高速的寬範圍內進行驅動的電動機驅動控制裝置。
背景技術：
一直以來，為了驅動這種電動機，而採用了如下的方法，使用脈衝幅度調製來產生 模擬正弦波的施加電壓，使用所獲得的正弦波狀電流的瞬時值、施加電壓和電動機的參數 模型，根據參數模型通過重新計算來獲得模型輸出的電流值及模型輸出的施加電壓，進行 反饋運算，以使推定相位信息調製成與模型輸出的誤差為零，從而推定磁極位置(例如，參 照非專利文獻1)。另外，作為簡單的方法還有如下的方法，在電角為120度等，僅在一部分期間施加 恆定電壓，在沒有施加時採用端子電壓，從而推斷出磁極位置(例如，參照非專利文獻2)。 圖7示出非專利文獻2所述的現有電動機驅動控制裝置。如圖7所示，現有的電動機驅動 控制裝置利用整流電路3對交流電源4進行整流，然後利用電容器8進行平滑來獲得直流。 將直流輸入三相橋式電路2，通過控制電路95將三相橋式電路2的半導體開關導通/關斷， 由此對電動機1施加模擬三相交流。這裡的模擬三相交流是各相電壓循環反覆正方向通 電、通電關斷、負方向通電、通電關斷的交流。關於電動機1的磁極位置檢測是，利用濾波器 (97u,97v,97w)對非通電期間的電壓進行濾波，並分別通過比較電路(96u，96v，96w)與基 準電壓或三個電壓的平均值進行比較，由此根據感應電壓波形來直接檢測磁極位置。非專利文獻1電氣學會論文集Dl17卷1號平成9年P98 10非專利文獻2大野榮一著「電力電子學(powerelectronics)入門(改訂3版)」 歐姆公司出版，平成9年8月20日，P. 242-244但是，在非專利文獻1的結構中，需要始終檢測電動機電流，並以正弦波狀的電流 為前提，所以需要使施加電壓時刻變化等，從而具有控制運算變得複雜這樣的課題。另外， 在非專利文獻2的結構中，在停止通電的期間內，需要電動機的相電流為零、且能夠檢測出 此時的端子電壓變化的比較長的期間。因此，即使進行在期望轉速變高、直流電壓不足時採 用的弱勵磁控制，也無法在關斷施加電壓的期間內獲得電動機電流為零的比較長的期間， 因此具有難以進行在電動機的發電電壓比直流電壓充分高時驅動的弱勵磁控制的課題。

發明內容
本發明用於解決上述現有的課題，其目的是提供在保持由逆變器產生的電壓恆定 的狀態下能夠實現弱勵磁驅動的電動機驅動控制裝置。為了解決上述現有課題，本發明的電動機驅動控制裝置具有三相全橋式電路，該 三相全橋式電路由在各開關元件中並聯設置逆方向流過電流的二極體的元件群構成，利用 三相全橋式電路，將直流電源或對交流電源整流平滑後獲得的模擬直流電源變換為任意電壓和任意頻率的模擬三相交流，以期望的轉速來驅動電動機，其特徵是，模擬三相交流是使 各相循環反覆正方向通電期間以及非通電期間和負方向通電期間以及非通電期間的模擬 三相交流，該電動機驅動控制裝置具有控制電路，其檢測非通電期間內的端子電壓，將端子 電壓從正變為負的時刻作為對應相的電流從負變為正的時刻，將端子電壓從負變為正的時 刻作為對應相的電流從正變為負的時刻，來調整施加電壓的相位，以使基於所獲得的各自 電流變化時刻的電流相位和電壓施加後產生結果的電動機端子中的交流電壓(模擬三相 交流電壓)相位之差為期望的值。由此，即使在根據非通電期間的端子電壓未能讀出感應 電壓時，也可以知道電動機的電流相位，使電流相位和電壓相位確保期望的關係，由此能夠 穩定驅動電動機。在上述模擬三相交流中，從通電期間內的各橋中產生的端子電壓的絕對值可相對 於直流部分的中性點電位為恆定電壓。由此，不需要時刻變更施加電壓，能夠以簡單的結構 來穩定驅動電動機。
根據實際旋轉速度和期望旋轉速度的偏差，可調整從通電期間內的各橋中產生的 端子電壓的絕對值。由此，能夠獲得期望的旋轉速度。在即使端子電壓的絕對值成為能實現的最大值、實際旋轉速度仍低於期望旋轉速 度的情況下，使非通電期間的比率增大，並調整通電開始相位，以使在大致剛剛成為非通電 期間後，電流極性翻轉。由此，不用降低對電動機施加的實際電壓，就能夠使電流相位提前， 從而能夠進行弱勵磁驅動，並拓寬驅動範圍。上述電動機驅動控制裝置還可以具有輸入檢測單元，該輸入檢測單元檢測電動機 驅動控制裝置或包含電動機驅動控制裝置的系統的輸入電流或輸入功率。在此情況下，根 據輸入檢測單元的輸出除以轉速所得的值而算出的值，來設定使上述非通電期間的比率增 大的上限。輸入功率除以轉速所得的值是與電動機轉矩近似相當的值，所以能夠知道決定 弱勵磁控制中無位置傳感器的穩定性界限的參數即負載轉矩，並能夠在到達弱勵磁驅動界 限的廣範圍內進行穩定驅動。當預先知道上述輸入功率中的電動機驅動以外的部分所消耗的功率近似值時，可 將輸入檢測單元的輸出減去電動機驅動以外所消耗的功率所得的值作為輸入檢測單元的 輸出。由此，能夠提高在實際電動機中產生的轉矩估計精度，在到達弱勵磁驅動界限的廣範 圍內能夠進一步穩定地驅動。當在通電期間產生的對端子施加的電壓的絕對值(端子電壓的絕對值)小於能實 現的最大值、且能夠實現期望的旋轉速度時，使通電期間的比率增大，並控制通電相位，以 使在非通電期間的端子電壓大致剛剛翻轉的時刻之後，開始通電。由此，在轉速低、施加電 壓有餘裕的情況下，能夠確保適當的電壓和電流的相位關係，並實現高效率的驅動。上述電動機驅動控制裝置還具有輸入檢測單元，該輸入檢測單元檢測電動機驅動 控制裝置或包含電動機驅動控制裝置的系統的輸入電流或輸入功率，該電動機驅動控制裝 置根據輸入檢測單元的輸出除以轉速所得的值而算出的值，來決定非通電開始相位和非通 電期間內端子電壓翻轉的相位之間的相位差(基準相位差)。由此，在負載轉矩變動的情況 下，也能夠確保與該轉矩相應的最優相位關係，並能夠在寬轉矩範圍內實現高效率的驅動。當預先知道上述輸入功率中的電動機驅動以外的部分所消耗的功率近似值時，可 將輸入檢測單元的輸出減去電動機驅動以外所消耗的功率所得的值作為輸入檢測單元的輸出。由此，在負載轉矩發生變動的情況下，也能夠確保與該轉矩相應的最優相位關係，並 能夠在寬轉矩範圍內實現高效率的驅動。上述電動機驅動控制裝置在啟動時可經由以下動作，對電動機施加使各相循環反 復正方向通電期間、非通電期間、負方向通電期間和非通電期間的模擬三相交流，在非通電 期間，調整施加電壓幅度，使端子電壓翻轉，並確認在非通電期間內端子電壓大致可靠地翻 轉的情況。由此，能夠從啟動開始實現基於相同檢測單元的驅動，使驅動控制電路變得簡單。(發明效果)本發明的電動機驅動控制裝置不用檢測瞬時電流、且電流相位的檢測範圍寬，所 以能夠進行寬範圍的弱勵磁驅動，並能夠獲得中低速的高效率驅動以及大的驅動範圍。


圖1是本發明實施方式1 4中的電動機驅動控制裝置的整體電路圖。圖2是示出本發明實施方式1以及2中的電流進角特性的特性圖。圖3是本發明實施方式1中的電動機驅動控制裝置的輸出信號的波形圖。圖4是用於說明本發明實施方式1中的動作原理的電路圖。圖5是本發明實施方式3中的電動機驅動控制裝置的輸出信號的波形圖。圖6A是本發明實施方式4中的電動機驅動控制裝置的輸出信號的波形圖。圖6B是本發明實施方式4中的電動機驅動控制裝置的輸出信號的波形圖。圖7是現有電動機控制驅動裝置的整體電路圖。符號說明1 電動機2三相橋式電路3 整流電路4 交流電源21電流檢測單元22振幅檢測單元25控制電路26u,26v,26w 比較電路
具體實施例方式以下，參照附圖來說明本發明的實施方式。此外，本實施方式並不限定本發明。(實施方式1)圖1示出本發明實施方式1中的電動機驅動控制裝置的電路框圖。圖1所示的電 動機驅動控制裝置的結構即使在以後的實施方式2 4中也是通用的。在圖1中，利用整 流電路3對交流電源4進行整流，利用電容器8進行平滑，由此構成直流電源。直流電源與 三相橋式電路2連接，三相橋式電路2的輸出與電動機1連接。三相橋式電路2具有各相 為2個、共計為6個的元件群。通過半導體開關和能夠反向流過電流的二極體的並聯連接 來構成三相橋式電路2的各元件。控制電路25用於控制 三相橋式電路2，輸入在比較電路26u、26v、26w中使三相橋式電路2的輸出3系統與基準電壓比較後的信息，推定電動機1的 旋轉狀況，並控制三相橋式電路2，由此進行電動機1的適當驅動。通過採用檢測來自交流 電源4的流入電流的電流檢測單元21以及檢測該電流振幅的振幅檢測單元22的輸出，可 實現控制電路25的更高精度的控制。
在說明控制電路25的動作之前，對本驅動方式的基本原理進行說明。圖2示出在 同一轉速、同一轉矩的條件下與電動機的磁極相位相對的電流進角和與施加電壓相對的電 流進角的特性。為了高效地驅動電動機，只要在相同電流下產生更大的轉矩既可，因此理想 的是以磁極相位和電流相位一致的方式進行驅動。但是，在高效的驅動方法中，當要進行高 速驅動時，需要高的施加電壓，且電路規模增大。因此，在高速驅動時不那麼重視效率的情 況下，進行相對於磁極相位電流前進的所謂弱勵磁驅動。如果進行弱勵磁驅動，則能夠抑制 對電動機施加的電壓，所以不需要高電壓的電路。但是，本發明希望不要檢測磁極相位的單 元，從而無法直接檢測磁極相位，所以不能直接控制電流進角。結果由圖3的特性可知，當 與磁極相位相對的電流進角增加時，與施加電壓相對的電流進角也增加。因此，如果施加電 壓與電流的相位差保持為期望值，則高效率驅動和弱勵磁驅動都能夠實現。圖3(a) (c)是用於說明控制電路25的動作的波形圖。在控制電路25中，針對 各個相，循環進行通電關斷、正方向通電、通電關斷、負方向通電的動作。圖3(a)是通電的 波形，通電關斷期間是從時刻Tl到時刻T3、從時刻T4到時刻T6、從時刻T7到時刻T9、從 時刻TlO到時亥Ij T12，正方向通電期間是從時刻T3到時亥Ij T4、從時刻T9到時刻T10,負方 向通電期間是從時刻T6到時刻T7。圖3(b)是該相電流的波形，從時刻T2到時刻T5、從時 刻T8到時刻Tll流過正方向電流，其以外的期間流過負方向的電流。圖3(c)示出此時的 端子電壓的波形。在利用半導體開關進行正方向或負方向的通電時，端子電壓與通電電壓 相同，但在通電關斷的期間，根據電流的狀態，端子電壓波形發生變化。在圖3中通電時用 實線示出，通電關斷期間的波形用虛線示出。圖4示出此變化的原理。圖4 (a)示出從橋式電路向電動機1流入電流的情況。在 此情況下，開關401、402關斷，電流經由二極體404向電動機1流動。通過二極體404使電 動機的端子和直流電源的負極導通，因此端子電壓與直流電源的負極相等。圖4(b)示出電 流從電動機返還的情況。在此情況下，經由二極體403向直流電源的正極側導通，所以端子 電壓與直流電源的正極相等。當根據此原理來說明圖3(c)的波形時，在時刻Tl關斷了負方向通電時電流為負 方向，所以端子電壓為直流電壓的正極電位。在時刻T2電流極性翻轉，所以端子電壓為直 流電壓的負極電位。在時刻T3進行正方向通電，所以端子電壓為直流電壓的正極電位。當 在時刻T4進行通電關斷時，電流為正，所以端子電壓為直流電壓的負極電位。在時刻T5電 流極性翻轉，所以端子電壓為直流電壓的正極電位。此外在時刻T6進行負方向通電，所以 端子電壓為直流電壓的負極電位。控制電路25這樣地進行通電，並且特別控制下一通電 開始時刻，使從通電關斷後到電流相位翻轉為止的時間(例如，Tl T2，T4 T5，T7 T8 等)儘量短。當從通電關斷後到電流相位翻轉為止的時間大於規定值時，需要使下一通電 開始時刻提前。此時，端子電壓可視為與幾乎沒有通電關斷的波形相同。另外，能夠使電流 相位比電壓相位前進從通電開始相位和電流翻轉相位到下一通電開始相位的量。此外，在即使這樣地進行驅動也無法到達期望的旋轉速度時，降低通電期間的比率。如果縮短通電期間，則從電流翻轉相位到下一通電開始相位的量變長，所以能夠進一步 增加以電壓為基準的電流進角。作為結果，能夠使與磁極相位相對的電流進角也增加，並能 夠擴大弱勵磁驅動範圍。通過這樣縮短從通電關斷到電流極性翻轉的期間，如圖3(c)的端子電壓波形所 示，成為正負都為最大電壓的矩形電壓，並且能夠實現向電動機施加高電壓。由此，能夠在 實現最大施加電壓的同時，實現弱勵磁驅動，並可以進行高速驅動。(實施方式2)在本實施方式中，圖1的控制電路25通過採用檢測來自交流電源4的流入電 流的 電流檢測單元21以及檢測該電流振幅的振幅檢測單元22的輸出，來實現更高精度的控制。 尤其在電動機的轉矩範圍大的情況下，該控制電路為有效的單元。在圖2中一併記錄有負 載轉矩變化時的電流相位特性。當轉矩增大時，與電壓相對的電流進角減小，並且與電壓相 對的電流進角特性的變曲點向電流進角小的一側移動。因此與電壓相對的電流相位保持恆 定的驅動控制無法跨越變曲點，所以為了實現更廣範圍的驅動，需要預先知道變曲點在那 一帶。因此，在電動機驅動裝置的輸入上設置電流檢測單元21，並利用振幅檢測單元22來 檢測該檢測輸出的振幅，由此在控制電路25中能夠知曉輸入電流值。此外因為交流電源1的電壓是大致恆定的，所以輸入電流與輸入功率近似等效。 此外如果電路以及電動機的損失充分小，則輸入功率和電動機的輸出動力也近似等效。在 控制電路25中可知電動機的轉速，所以當輸入電流值除以電動機轉速時，能夠獲得與電動 機轉矩近似等效的值。通過採用該等效值設置與電壓相對的電流相位的限制值，即使在有 很大的轉矩變化的情況下，也能夠在界限內進行弱勵磁驅動，從而能夠實現很大的驅動範 圍。另外，雖然示出了採用電動機驅動控制裝置的輸入功率的例子，但例如在冰箱等 中，作為系統的輸入功率除了本發明的電動機驅動以外，有時還具有加熱器等。在此情況 下，利用控制電路25來調查加熱器是否通電，由此能夠減去在加熱器中使用的功率，並能 夠更高精度地推定電動機轉矩，所以可實現更寬範圍的驅動範圍。(實施方式3)圖5(a) (C)是用於實現在對電動機施加的電壓中具有餘裕時的高效率驅動的 波形圖。圖5(a)示出了半導體開關的通電指令，循環進行通電關斷、正方向通電、通電關 斷、負方向通電的組合，從時刻T500到T502是通電關斷，從時刻T502到T503是正方向的 通電，從時刻T503到T505是通電關斷，從時刻T505到T506是負方向的通電，從時刻T506 到T508是再次通電關斷，從時刻T508到T509是正極通電，從時刻T509到T511是通電關 斷。圖5(b)示出處於控制狀態時的相電流的波形。相電流在時刻T501從負轉為正， 在時刻T504從正轉為負，同樣，在時刻T507轉為正方向，在時刻T510轉為負方向。圖5(c)是端子電壓的波形。實線部分是利用半導體開關的通電來決定電壓的部 分，虛線部分是半導體開關在關斷狀態下根據電流來決定電壓的部分。在通電關斷的期間， 電壓為與電流極性相反極性的端子電壓。即，在通電關斷時，可根據端子電壓來知曉電壓極 性。在圖5的控制狀態下，控制電流極性翻轉在即將重新通電之前。通過這樣地控制通電 開始時刻，端子電壓波形大致為正極電壓和負極電壓在每個180度期間交替變換的波形。
在圖5中，相電流與端子電壓波形的時間差如時刻T500與T501之差、時刻T503與 T504之差、時刻T506與T507之差那樣，能夠利用控制電路25容易地求出。並且，因為時間 差與相位差等效，可將通電幅度調整為期望的相位差。期望的相位差可以是預先求出的效 率為最大的值，或者在負載轉矩大幅變化時，與實施方式2所說明的方法相同，可採用如下 的方法，即採用輸入功率來推定電動機轉矩值的概括值，根據該值以各自的轉矩來決定效 率為最大的期望的相位差。此外不言而喻，為了使施加電壓低於可施加的最大電壓，用於獲 得期望轉速的、施加電壓的調整可採用降低基於脈衝幅度調製的等效實際電壓的方法。
(實施方式4)圖6A以及圖6B是表示啟動時的控制動作的波形圖。在啟動時的超低速旋轉中感 應電壓也降低，難以與旋轉變動進行區別，因此在驅動時進行通電的相位調製是困難的。因 此，在啟動的最初階段不進行關於旋轉相位的反饋，施加預定頻率的交流電壓，來作出電動 機轉子可同步旋轉的狀況。周期圖6A以及圖6B示出了即使在這樣的情況下也啟動的波形。在施加的交流電壓高於適當電壓的情況下，如圖6A所示，相對於端子電壓，相電 流成為大幅相位延遲狀況。即，在時刻T600 T601的通電關斷期間內相電流的極性為負， 結果，端子電壓為正方向的最大值。在下一通電關斷期間即時刻T603和T604之間，相電流 的極性為正，結果，端子電壓為負方向的最大值。結果，相對於端子電壓，相電流成為相位延 遲狀態。在施加的交流電壓低於適當電壓的情況下，如圖6B所示，相對於端子電壓，相電 流成為大幅相位前進狀況。即，在時刻T651 T652的通電關斷期間內相電流的極性為正， 結果，端子電壓為負方向的最大值。在下一通電關斷期間即時刻T654和T655之間，相電流 的極性為負，結果，端子電壓為正方向的最大值。結果，相對於端子電壓，相電流成為相位延 遲狀態。為了進行更優的驅動，根據上述原理，調整通電時的電壓幅度，可調整為在通電關 斷時端子電壓翻轉。這樣確認啟動後的結果是，可通過轉移至實施方式3所說明的控制方 式，來從啟動開始利用同一電路單元實現適當的驅動。工業上的可利用性本發明的電動機驅動控制裝置，無需使用電流傳感器等、無需與電壓相位變化相 應地時刻調節施加電壓，就能夠實現在使用頻度高的中轉速區域的驅動效率提高和高旋轉 驅動的共存，因此具有壓縮冷媒來獲得冷熱或溫熱的熱泵關係的即冰箱、空氣調節器、熱泵 式供熱水機等，當然還可以適用於泵、風扇等的用途。
權利要求
一種電動機驅動控制裝置，具有三相全橋式電路，該三相全橋式電路由在各開關元件中並聯設置逆方向流過電流的二極體的元件群構成，利用上述三相全橋式電路，將直流電源或對交流電源整流平滑後獲得的模擬直流電源變換為任意電壓和任意頻率的模擬三相交流，從而以期望的轉速來驅動電動機，其特徵在於，上述模擬三相交流是使各相循環反覆正方向通電期間以及非通電期間和負方向通電期間以及非通電期間的模擬三相交流，該電動機驅動控制裝置具有控制電路，其檢測非通電期間內的電動機的端子電壓，將端子電壓從正變為負的時刻作為對應相的電流從負變為正的時刻，將端子電壓從負變為正的時刻作為對應相的電流從正變為負的時刻，來調整施加電壓的相位，以使基於所獲得的各個電流變化時刻的電流相位與施加了電壓的結果所產生的電動機端子中的交流電壓的相位之差成為期望的值。
2.根據權利要求1所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，在上述模擬三相交流中，從通電期間內的各橋中產生的端子電壓的絕對值相對於直流 部分的中性點電位為恆定電壓。
3.根據權利要求2所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，根據實際旋轉速度和期望旋轉速度之間的偏差，調整從上述通電期間內的各橋中產生 的端子電壓的絕對值。
4.根據權利要求3所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，在即使上述端子電壓的絕對值成為能實現的最大值、實際旋轉速度仍低於期望旋轉速 度的情況下，使非通電期間的比率增大，並調整通電開始相位，以使在大致剛剛成為非通電 期間後，電流極性翻轉。
5.根據權利要求4所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，還具有輸入檢測單元，該輸入檢測單元檢測電動機驅動控制裝置或包含電動機驅動控 制裝置的系統的輸入電流或輸入功率，該電動機驅動控制裝置根據由上述輸入檢測單元的輸出除以轉速所得的值而算出的 值，來設定使上述非通電期間的比率增大的上限。
6.根據權利要求5所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，在包含電動機驅動裝置的系統中，當預先知道電動機驅動以外的部分所消耗的功率近 似值時，將上述輸入檢測單元的輸出減去電動機驅動以外所消耗的功率所得的值作為上述 輸入檢測單元的輸出。
7.根據權利要求3所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，當在上述通電期間產生的對端子施加的電壓的絕對值小於能實現的最大值、且能夠實 現期望的旋轉速度時，使通電期間的比率增大，並控制通電相位，以使在非通電期間的端子 電壓大致剛剛翻轉的時刻之後，開始通電。
8.根據權利要求7所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，還具有輸入檢測單元，該輸入檢測單元檢測電動機驅動控制裝置或包含電動機驅動控 制裝置的系統的輸入電流或輸入功率，該電動機驅動控制裝置根據由上述輸入檢測單元的輸出除以轉速所得的值而算出的 值，來決定非通電開始相位和非通電期間內端子電壓翻轉的相位之間的相位差。
9.根據權利要求8所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，在包含電動機驅動裝置的系統中，當預先知道電動機驅動以外的部分所消耗的功率近 似值時，將上述輸入檢測單元的輸出減去電動機驅動以外所消耗的功率所得的值作為上述 輸入檢測單元的輸出。
10.根據權利要求7 9中任意一項所述的電動機驅動控制裝置，其特徵在於，在啟動時經由以下動作對電動機施加使各相循環反覆正方向通電期間、非通電期間、 負方向通電期間和非通電期間的模擬三相交流，在非通電期間，調整施加電壓幅度，使端子 電壓翻轉，並確認在非通電期間內端子電壓大致可靠地翻轉的情況。
全文摘要
本發明提供利用簡單的通電控制方法實現到高速驅動的電動機驅動控制裝置。電動機驅動控制裝置針對三相橋式電路循環反覆正方向通電、通電關斷、負方向通電、通電關斷，進行通電相位調整，以使在通電關斷時能夠翻轉端子電壓。在高速驅動時，相位調整為在剛剛通電關斷之後端子電壓翻轉，在無法到達期望的旋轉速度時，進行使通電時間縮短的控制。由此，能夠使與實際施加電壓相對的相電流前進，並能夠實現弱勵磁驅動的高速旋轉。同樣在電壓有餘裕時，相位調整為在即將通電接通之前端子電壓翻轉，通過以通電關斷時刻和端子電壓翻轉時刻的相位關係為期望關係的方式調整通電時間幅度，來實現施加電壓和電流相位的最優化，並實現最大效率驅動。
文檔編號H02P6/08GK101965679SQ20098010043
公開日2011年2月2日 申請日期2009年5月15日 優先權日2008年5月15日
發明者土山吉朗, 田中秀尚, 竹岡義典 申請人:松下電器產業株式會社