電壓變換裝置及電負載驅動裝置的製作方法

2023-05-31 01:59:51 2

專利名稱：電壓變換裝置及電負載驅動裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及具備共有電感成分的第一環路和第二環路的電壓變換裝置及使用其的電負載驅動裝置。
背景技術：
以往以來，已知如下技術在具有連接於變壓器的一次線圈的一次側電路、和連接 於變壓器的二次線圈的二次側電路的開關電源電路中，通過將一次側電路側的電極圖形和 二次側電路側的電極圖形對向配置，從而使該電極圖形間的絕緣層作為電容器用的電介質 發揮功能，構成等效的電容器，由該等效的電容器構成應對噪聲用的電容器(例如，參照專 利文獻1)。現有技術文獻專利文獻1 日本特開2005-110452號公報

發明內容
在不使用變壓器的非絕緣型的DC-DC轉換器中，例如如圖1所示，具備共有電感L 並且分別具有電容器Cl、C2的第一環路和第二環路，通過使設於第一或第二環路的開關元 件Ql或Q2接通/斷開動作來實現電壓變換。此時，第一和第二電容器，具有使DC-DC轉換 器的輸出電壓平滑化，並且降低DC-DC轉換器電路的產生噪聲的功能。這樣的圖1所示的 電路結構，一般而言，如圖2所示，通過在印刷基板上將第一環路和第二環路並列配置在同 一面或不同面上來實現。然而，在圖1和圖2所示的以往的電路結構中，例如當使開關元件Ql進行接通/斷 開動作時，在第一環路和第二環路中電流交替地流動，所以交替地產生貫通第一環路的磁 場和貫通第二環路的磁場。此時，在第一環路和第二環路中流動的電流的各自的方向，如圖 1的箭頭所示是反向的，所以貫通第一環路的磁場與貫通第二環路的磁場的方向為反向。在 相關結構中，伴隨開關元件Ql的高速(短時間)的接通/斷開動作，方向相反的磁場以高 速(短時間)交替地產生，存在產生由該磁場的變動引起的噪聲的問題。於是，本發明的目的在於，提供一種通過電壓變換裝置的部件配置，能夠有效地降 低由在第一環路和第二環路形成的磁場變動引起的噪聲的電壓變換裝置及使用其的電負 載驅動裝置。為了達成上述目的，根據本發明的一種方式，是一種電壓變換裝置，具備共有電感 成分的第一環路和第二環路，伴隨設於所述第一環路的第一開關元件的接通/斷開動作， 在所述第一環路和所述第二環路中電流交替地流動，該電壓變換裝置的特徵在於，在所述 第一環路的開關元件的接通動作時形成的貫通所述第一環路的磁場的方向、和在所述第一 環路的第一開關元件的接通動作後的斷開動作時形成的貫通所述第二環路的磁場的方向 為同向。根據本發明，得到能夠有效地降低由在第一環路和第二環路形成的磁場變動引起的噪聲的電壓變換裝置。


圖1是表示以往的DC-DC轉換器的電路結構的圖。圖2是表示以往的DC-DC轉換器的部件配置的圖。圖3是表示本發明的一實施例的電壓變換裝置1的電路結構的圖。圖4是表示電負載40的連接方法的其他例的圖。圖5是概念性地表示本發明的一實施例的電壓變換裝置1的電路配置的圖。圖6A是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低效果進行說明的波形圖。圖6B是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低效 果進行說明的波形圖。圖6C是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低效 果進行說明的波形圖。圖6D是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低效 果進行說明的波形圖。圖6E是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低效 果進行說明的波形圖。圖7是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的具體例的圖。圖8A是更詳細地表示圖7所示的具體例的圖。圖8B是更詳細地表示圖7所示的具體例的圖。圖9是表示與圖8A、B所示的圖的各陰影區域對應的電壓變換裝置1的各電路部 分的圖。圖10是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。圖11是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。圖12是表示其他實施例的電壓變換裝置2的結構的圖。圖13是表示其他實施例的電壓變換裝置3的結構的圖。圖14是用於由修正用電容器CXl和CX 2實現電容修正的控制流程圖。圖15是用於由修正用電容器CXl和CX 2實現電容修正的控制流程圖的其他的 一例。圖16是表示電容器的電容和電容器的阻抗成分的增加的關係的圖。圖17是表示與經年劣化關連的電容器的特性的圖。圖18是表示本發明的電負載驅動裝置200的一實施例的結構圖。圖19是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。符號的說明L 電感Cl電容器C2電容器Ql開關元件
Q2開關元件1、2、3電壓變換裝置10第一環路12第二環路
20輸出端子40電負載203直流電源
具體實施例方式以下，參照附圖對用於實施本發明的最佳方式進行說明。圖3是表示本發明的電壓變換裝置1的一實施例的電路結構的圖。本實施例的電 壓變換裝置1的電路結構自身，與圖1中示出的以往的DC-DC轉換器的電路結構相同。具體而言，電壓變換裝置1是同步整流型的非絕緣型的DC/DC轉換器，具備第一環 路10和第二環路12。在電壓變換裝置1的輸出端子20上連接有驅動對象的電負載40。第 一環路10和第二環路12共有電感L。第一環路10，除了電感L還具有開關元件Ql和電容器Cl。開關元件Ql，在本例中 是 MOSi7ET (Metal Oxide Semiconductor Field-EffectTransistor，金屬氧化物半導體場 效應管)，但也可以是IGBT (InsulatedGate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型電晶體) 等其他的電晶體。開關元件Q1，在正端子與輸出端子20之間與電感L串聯連接。此時，開 關元件Ql，漏極側連接於正端子，並且源極側連接於電感L。電容器Cl，在正端子與輸出端 子20之間相對於電感L與開關元件Ql並聯連接。同樣地，第二環路12，除了電感L還具有開關元件Q2和電容器C2。開關元件Q1， 在本例中是M0SFET，但也可以是IGBT等其他的電晶體。開關元件Q2，在負端子與輸出端子 20之間與電感L串聯連接。此時，開關元件Q2，漏極側連接於電感L，並且源極側連接於負 端子。電容器C2，在負端子與輸出端子20之間相對於電感L與開關元件Q2並聯連接。在正端子上連接有第一直流電源(參照圖18的直流電源203)，在負端子上連接有 電壓比第一直流電源低的第二直流電源(未圖示)。第一直流電源和第二直流電源的額定 電壓，只要是第二直流電源方比第一直流電源低，可以是任意的。典型地，在負端子上連接 地(即0V)。在以下中，為了防止說明的複雜化，只要沒有特別敘及，設為負端子被連接於 地。電容器Cl和電容器C2，主要具有使電壓變換裝置1的輸出電壓平滑化、並且降低 電壓變換裝置1中的產生噪聲的功能。電容器Cl和電容器C2的電容，優選設定為相同。此 夕卜，作為電容器Cl和電容器C2，優選為了降低劣化的影響而使用耐久難劣化的陶瓷類型的 電容器。開關元件Ql和Q2，以一方為接通時另一方變為斷開的方式進行控制。開關元件 Ql和Q2的控制方式的詳細(例如死區的設定、調整方法等)是任意的。在圖3所示例中，在動作時，當開關元件Q2接通時，與此同步開關元件Ql變為斷 開，在第二環路12中電流12沿圖中的箭頭所示方向的環而流動。當開關元件Q2從接通反 轉為斷開時，與此同步開關元件Ql從斷開反轉為接通，在第一環路10中電流Il沿圖中的箭頭所示方向的環而流動。如此，通過適當地控制開關元件Q2接通期間的時間(導通佔空 比)，從而能夠將第一直流電源的電壓變換(降壓變換)為希望的電壓並輸出至輸出端子 20。此外，在圖3所示例中，在電負載40的另一端(不是輸出端子20側的端子)連接 正端子，所以開關元件Q2的接通/斷開動作實質上決定佔空比，開關元件Ql作為同步整流 用開關元件發揮功能。此外，例如在與能量效率相比優先考慮成本的情況下，可以省略開關 元件Ql (僅有二極體)。此外，例如，如圖4所示，可以在電負載40的另一端(不是輸出端 子20側的端子)連接負端子。在該情況下，與圖3所示例相反，開關元件Ql的接通/斷開 動作實質上決定佔空比，開關元件Q2作為同步整流用開關元件發揮功能。此外，在圖4所 示例中，例如在與能量效率相比優先考慮成本的情況下，也可以省略開關元件Q2(僅有二 極管)。參照圖2如上所述，當將圖3所示那樣的電壓變換裝置1的電路結構直接以平面 方式配置時，當使開關元件Q2高速地接通/斷開動作時，此時貫通第一環路10的磁場和貫 通第二環路12的反向的磁場交替地高速產生，產生由該磁場的高頻變動引起的高頻噪聲 這樣的問題。於是，在本實施例中，如以下詳細說明的那樣，通過適當地配置電壓變換裝置1的 電路結構，從而能夠有效地降低由在第一環路10和第二環路12形成的磁場變動引起的噪 聲。以下，對其進行詳細說明。圖5是概念性地表示本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的圖。在圖5以後的 幾個圖中，相對於開關元件Q1、Q2並行配置的二極體的圖示省略。在本實施例中，如圖5所示，關於伴隨使開關元件Q2接通/斷開動作(以及與此 同步使開關元件Ql的斷開/接通動作)而交替地產生的磁通量(以及與其相伴的磁場)， 構成為貫通第一環路10的磁通量Φ 1的方向和貫通第二環路12的磁通量Φ2的方向為同 向。換言之，第一環路10和第二環路12，如圖5所示，被配置為在對於各自的環路的法線方 向上彼此相對。也即是，第一環路10和第二環路12以沿圖3的線X-X折彎的方式對向配 置。圖6Α-Ε是對採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1中的磁通量變動降低 效果進行說明的波形圖。如上所述，當開關元件Q2和Ql以相互反轉的預定的佔空比進行驅動時，以圖6Α 和圖6Β所示那樣的波形，電流在第二環路12和第一環路10中流動。此時，以在第二環路 12和第一環路10中流動的電流為起因，以圖6C和圖6Β所示那樣的波形(時序)，產生貫 通第二環路12的磁通量Φ 2和貫通第一環路10的磁通量Φ 1。這樣的磁通量Φ 2和Φ 1， 由於高速地驅動開關元件Q2和Q1，因此各自在短時間較大地變動。在本實施例中，因為圖 6C和圖6Β所示的磁通量Φ 2和磁通量Φ 1是同向的，所以當將這些波形(時序)相加組合 時，變為如圖6Ε所示那樣的沒有急遽變動的波形。也即是，實現了時間上變動小的磁通量 變化。如此，根據採用了圖5所示的電路配置的電壓變換裝置1，能夠有效地降低由磁通量 Φ 1+Φ 2的高頻變動產生的噪聲。圖7是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的具體例的圖。在圖7所示例中，在印刷基板的一面(在本例中是表面)配置第一環路10，在同一印刷基板的另一面(在本例中是背面)配置第二環路12。共有的電感L，配置在印刷基板 的任一面，可以經由通孔在第一環路10和第二環路12中共有。在本例中，電感L與第一環 路10的主要結構一起配置在印刷基板的表面，通過通孔連接於第二環路12。圖8A、B是更詳細地表示圖7所示的具體例的圖。圖8A表示印刷基板的表面的結 構，圖8B表示印刷基板的背面的結構。在圖8A和圖8B的中，標記了符號70的由陰影示出 的各部位與圖9所示的標記了符號70的由陰影示出的各部位與圖9所示的標記了 70的電 路部分對應，標記了符號71的由陰影示出的各部位與圖9所示的標記了 71的電路部分對 應，標記了符號72的由陰影示出的各部位與圖9所示的標記了 72的電路部分對應。從圖 8A、B中可知在實際安裝方面，第一環路10的構成要件的一部分(特別是布線圖形)和/ 或第二環路12的構成要件的一部分(特別是布線圖形)可以配置在印刷基板的另一面。例 如，如圖8A、B所示，可以是第一環路10的一部分的配線圖形配置在印刷基板的表面，並且 第二環路12的一部分的配線圖形配置在印刷基板的背面。圖10是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。在圖10所示例中，將形成有第一環路10和第二環路12的柔性基板80折彎，第一 環路10和第二環路12相對配置。由此，第一環路10和第二環路12被配置為在對於各自 的環路的法線方向上彼此相對。在柔性基板80上，以覆蓋第一環路10和第二環路12的方 式形成絕緣層82，確保第一環路10與第二環路12之間(特別是正端子與負端子之間)的 絕緣。在該圖10所示例的情況下，也與圖7所示例同樣，可以是共有的電感L安裝在第一 環路10和第二環路12的任一方側，經由通孔(例如貫通絕緣層82的通孔)在另一方側的 電路共有。圖11是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。在圖11所示例中，通過層疊分別形成了第一環路10和第二環路12(除去共有部 分)的兩塊基板84a、84b，從而使第一環路10和第二環路12相對配置。由此，第一環路10 和第二環路12被配置為沿對各自的環路的法線方向彼此相對。在基板84a、84b上，以覆蓋 第一環路10和第二環路12的方式分別形成絕緣層82，確保第一環路10與第二環路12的 絕緣。在該圖11所示例的情況下，也與圖7所示例同樣，也可以是共有的電感L安裝在第 一環路10和第二環路12的任一方側，經由通孔(例如貫通基板84a和絕緣層82的通孔) 在另一方側的電路共有。基板84a、84b可以是通常的印刷基板，也可以是柔性基板。在圖11所示例中，分別形成了第一環路10和第二環路12的兩塊基板84a、84b直 接相鄰而層疊，但也可以在之間隔著其他層而層疊。此外，可以具備基板84a、84b以外的其 他層，例如可以將在上表面或下表面具有銅的整體模型(solid pattern)的基板配置在基 板84a的上層或基板84b的下層，提高防噪聲性能。圖12是表示其他實施例的電壓變換裝置2的結構的圖。在圖12所示的電壓變換裝置2中，為了將第一環路10和第二環路12的電流維持 得相等，不設置正端子與負端子間的電容器C5，也不單獨設置輸出濾波部的電容器C4。代 之對稱地設置電容相同的電容器C3和C4雙方。S卩，電容器C3和C4與第一環路10和第二 環路12的各個對應，相對於第一環路10和第二環路12的各個而並聯設置。此外，在電感L 與輸出端子20之間、且電容器Cl和C2的中點與電容器C3和C4的中點之間，與電感L串 聯地設置電感L3。由此，第一環路10和第二環路12分別由兩個環10a、IOb和12a、12b構成。在圖12所示例中，追加了一組電容器C3及C4和電感L3，但也可以追加更多組。在圖12所示例中，第一環路10和第二環路12也被配置為在對於各自的環路的法線方向上彼此相對。即，構成第一環路10的各環10a、10b和構成第二環路12的各環12a、 12b，以沿圖12的線X-X折彎的方式對向配置。由此，如上所述，能夠實現時間上變動小的 磁通量變化，有效地降低噪聲。圖13是表示其他實施例的電壓變換裝置3的結構的圖。在圖13所示例中，第一 環路10和第二環路12也被配置為在對於各自的環路的法線方向上彼此相對。S卩，第一環 路10和第二環路12以沿圖13的線X-X折彎的方式對向配置。由此，如上所述，能夠實現 時間上變動小的磁通量變化，有效地降低噪聲。在圖13所示的電壓變換裝置3中，為了補償第一環路10和第二環路12的電容器 Cl和C2的電容的不平衡等，與第一環路10和第二環路12的各個對應設置修正用電容器 CXl和CX 2。修正用電容器CXl和CX 2相對於電容器Cl和C2的各個而並聯設置。修 正用電容器CXl和CX 2的電容設定為相同，可以是電容器Cl和C2的電容的數10% (在 本例中是20%)左右的電容。此外，與第一環路10和第二環路12的各個對應，與修正用電 容器CX 1和CX 2串聯地設置用於使修正用電容器CX 1和CX 2的功能開啟關閉的開關元 件Q3、Q4。開關元件Q3、Q4的接通/斷開動作由不平衡檢測電路110來控制。向不平衡檢 測電路110輸入來自正端子的電壓VB，並且輸入電容器Cl和C2的中點a的電壓Va。圖14是用於由修正用電容器C X 1和C X 2實現電容修正的控制流程圖的一例。圖 14所示的處理程序可以在例如點火開關接通時起動。在步驟140中，第一環路10和第二環路12的開關元件Q1、Q2都被設為斷開。在步驟141中，在不平衡檢測電路110中測定中點a的電壓Va並且測定電壓VB。在步驟142中，在不平衡檢測電路110中基於上述步驟140的測定結果來判定是 否為Va > VB/2X (1+0. 2)。也即是，判定中點a的電壓Va是否相對於電容器Cl和C2的電 容相等時的VB/2以大於20%的誤差升高。在此，20%是一例，容許誤差的百分比可以考慮 耐噪聲性等而適當決定。在是Va > VB/2X (1+0. 2)的情況下，進入步驟145，否則進入步驟
143。在步驟143中，在不平衡檢測電路110中基於上述步驟140的測定結果來判定是 否為Va < VB/2X (1+0. 2)。也即是，判定中點a的電壓Va是否相對於電容器Cl和C2的電 容相等時的VB/2以大於20%的誤差降低。在此，20%是一例，容許誤差的百分比可以考慮 耐噪聲性等而適當決定。在是Va < VB/2X (1+0. 2)的情況下，進入步驟146，否則進入步驟
144。在步驟144中，在不平衡檢測電路110中將警告用的診斷標識Di設為關閉(或 者維持關閉)。這是因為中點a的電壓Va相對於電容器Cl和C2的電容相等時的W在 20%的容許誤差內。在步驟145中，由不平衡檢測電路110將開關元件Q4設為接通。由此，修正用 電容器CX2發揮功能，電容器Cl和C2的電容的不平衡降低。也即是，在開關元件Q4斷 開的情況下，Va = VBXC1/(C1+C2)，與此相對，當開關元件Q4接通時，變為Va = VBXCl/ (C1+C2+CX2), Va向接近VB/2的方向修正。當步驟145的處理結束時進入步驟147。在步驟146中，由不平衡檢測電路110將開關元件Q3設為接通。由此，修正用電容器CX 1發揮功能，電容器Cl和C2的電容的不平衡降低。也即是，在開關元件Q3斷開的情 況下，Va = VBXC1/(C1+C2)，與此相對，當開關元件Q3接通時，變為Va = VBX (C1+CX1)/ (C1+C2+CX 1)，Va向接近W的方向修正。當步驟146的處理結束時進入步驟147。在步驟147中，在不平衡檢測電路110中輸出警告用的診斷標識Di。這是因為 儘管通過修正用電容器CX 1或CX 2發揮功能而對不平衡進行修正，但電容器Cl和C2的 電容的不平衡已產生。根據圖14所示的處理，通過監視電容器Cl和C2的中點a的電壓Va，從而高精度 地檢測電容器Cl和C2的電容的不平衡，在檢測出超過容許範圍的電容器Cl和C2的電容 的不平衡的情況下，使用修正用電容器CX 1或CX 2進行修正，並且輸出診斷標識Di，例如 能夠促使更換電容器Cl、C2等。圖15是用於由修正用電容器CXl和CX 2實現電容修正的控制流程圖的其他的 一例。圖15所示的處理程序可以在例如點火開關接通時起動。步驟150至154的處理實質上與上述的圖14的步驟140至144的處理相同，所以 省略說明。在步驟152中判斷為否定的情況下進入步驟156，在步驟153中判斷為否定的情 況下進入步驟158。在步驟156中，在不平衡檢測電路110中判定開關元件Q4是否接通。在開關元件 Q4已經接通的情況下，即修正用電容器CX 2已經發揮功能的情況下，進入步驟160，在開關 元件Q4為斷開狀態的情況下進入步驟157。在步驟157中，由不平衡檢測電路110將開關元件Q4設為接通。由此，修正用電 容器CX2發揮功能，電容器Cl和C2的電容的不平衡降低。當步驟157的處理結束時返回 步驟151。在步驟158中，在不平衡檢測電路110中判定開關元件Q3是否接通。在開關元件 Q3已經接通的情況下，即修正用電容器CXl已經發揮功能的情況下，進入步驟160，在開關 元件Q3為斷開狀態的情況下進入步驟159。在步驟159中，由不平衡檢測電路110將開關元件Q3設為接通。由此，修正用電 容器CXl發揮功能，電容器Cl和C2的電容的不平衡降低。當步驟159的處理結束時返回 步驟151。在步驟160中，在不平衡檢測電路110中輸出警告用的診斷標識Di。這是因為盡 管修正用電容器CXl或CX2已發揮功能，依然檢測出超過容許範圍的電容器Cl和C2的 電容的不平衡。根據圖15所示的處理，通過監視電容器Cl和C2的中點a的電壓Va，從而高精度 地檢測電容器Cl和C2的電容的不平衡，在檢測出超過容許範圍的電容器Cl和C2的電容的 不平衡的情況下，使用修正用電容器CX 1或CX 2進行修正，並且在儘管實施了該修正但依 然檢測出超過容許範圍的不平衡時輸出診斷標識Di，例如能夠促使更換電容器Cl、C2等。圖16是表示電容器的電容和電容器的阻抗成分的增加的關係的圖。在此，參照圖 16，說明優選的電容器Cl、C2的電容設定方法。如圖16所示，電容器的電容C越大則電容 器的電容C的阻抗成分越小。於是，電容器C1、C2的電容由於經年劣化而降低，但選擇即使 發生相關降低，其阻抗成分(=1/2 JifC)也沒有大變動的電容。例如電容器C1、C2的電容 的初始值為Ctl，在經過必要的耐久期間後降低至C'的情況下，選擇阻抗成分的變化量(=l/2JifC' -IAJifCci)小於預定容許值。經過必要的耐久期間後的電容器Cl、C2的電容 C'(電容變化量)，可以使用例如圖17所示那樣的特性圖來導出。在圖17中由曲線Al、 A2示出了兩種電容器的特性。
圖18是表示本發明的電負載驅動裝置200的一實施例的結構圖。本實施例的電負載驅動裝置200具備電負載驅動電路裝置201、控制目標信號產 生裝置(PCM) 202、和直流電源203。電負載驅動電路裝置201具備上述的電壓變換裝置1， 並且具備內部電源電路101、輸入信號接口電路102、開關佔空比生成電路103以及開關元 件驅動電路104。端子Tl和T4對應於上述正端子，端子T3對應於負端子，T5對應於電壓 變換裝置1的輸出端子20。可以使用上述其他例子中的電壓變換裝置2、3來代替電壓變換 裝置1。在圖18所示例中，電負載40是感應性負載，是用於車輛的發動機中的燃料泵。但 是，電負載40也可以是風扇、方向盤的輔助電機等那樣的任意的電負載。此外，由符號Sl 表示的開關相當於點火開關。控制目標信號產生裝置202由微處理器構成，例如可以是控制車輛的發動機的 EFI ECU。控制目標信號產生裝置202確定燃料泵的控制目標值(例如目標轉速)，將表示該 控制目標值的控制目標信號輸入至電負載驅動電路裝置201。控制目標信號產生裝置202 基於來自直流電源203的電源電壓進行動作，但也可以在內部具備降壓電路等。來自控制目標信號產生裝置202的控制目標信號，在控制目標信號產生裝置202 的輸入信號接口電路102中處理，由開關佔空比生成電路103來確定用於實現該控制目標 值的佔空比。並且，按照確定的佔空比由開關元件驅動電路104對開關元件Q1、Q2進行接 通/斷開控制。圖19是表示用於實現本實施例的電壓變換裝置1的電路配置的其他具體例的圖。在圖19所示例中，第一環路10和第二環路12，如以下說明的那樣，以對於各自的 環路的法線方向(圖的ζ方向)相對於基板的斷面大略垂直(圖的χ方向)的方式形成在 基板上。具體而言，在基板的第一表面從點a到點b形成導體圖形52，在該導體圖形52上 連接電感L和開關元件Q2的漏極端子。此外，從開關元件Q2的源極端子到點f形成導體 圖形54，在導體圖形54上連接電容器C2。點a如圖中箭頭示意性地示出的那樣，連接於輸 出端子20 (圖3)。在導體圖形54中的電容器C2與開關元件Q2的源極端子之間連接負端 子(圖3)。在基板的第二表面從點e到開關元件Ql的漏極端子形成導體圖形58，在該導體圖 形58上連接電容器Cl。此外，在該導體圖形58上點e與電容器Cl之間設有點d。點d是 與第一表面側的點f對向的位置，由通孔與點f連接。此外，開關元件Ql的源極端子被配 置在與第一表面側的點b對向的位置，由點b經由通孔連接於導體圖形52。此外，第二表面 的點e是與第一表面側的點a對向的位置，由通孔與點a連接。在導體圖形58中的電容器 Cl與開關元件Ql的漏極端子之間連接正端子(圖3)。如此在基板上構成圖3中示出的上述的實施例的電壓變換裝置1的電路配置。該 電路結構被形成在與基板垂直的方向上，也能夠在半導體的工藝內構成。此外，能夠僅在如 上所述的基板的各個第一和第二表面上形成導體圖形且配置各種元件L、QU Q2、Cl、C2來實現電路結構，所以變得非常容易製造。此外，如19所示的結構，與圖7中示出的具體例相 比可知，能夠由基板上的小的佔有面積來實現。在此，在圖19所示例中，第一環路10包括連接開關元件Q1的漏極端子、電容器 C1以及點e的導體圖形58 ；從點e到點a的通孔；從點a經由電感L到點b的導體圖形52、 以及從點b到開關元件Q1的源極端子的通孔。這樣的第一環路10實質上形成在基板的斷 面上，所以對於第一環路10的法線方向(圖的z方向)變得相對於基板的斷面大略垂直 (圖的x方向)。同樣地，第二環路12包括從開關元件Q2的源極端子經由電容器C2到點f的導 體圖形54 ；從點f到點d的通孔；從點d到點e的導體圖形58的部位；從點e到點a的通 孔；以及從點a經由電感L到開關元件Q2的漏極端子的導體圖形52的部位。這樣的第二 環路12，與第一環路10同樣，實質上形成在基板的斷面上，所以對於第二環路12的法線方 向(圖的z方向)變得相對於基板的斷面大略垂直(圖的x方向)。因此，在圖19所示例中，關於伴隨使開關元件Q2接通/斷開動作(以及與此同步 使開關元件Q1的斷開/接通動作)而交替地產生的磁通量(以及與其相伴的磁場)，也構 成為貫通第一環路10的磁通量 1的方向和貫通第二環路12的磁通量 2的方向為同向。 換言之，第一環路10和第二環路12，被配置為在對於各自的環路的法線方向上彼此相對。 由此，能夠有效地降低由如上述那樣的磁通61+62的高頻變動產生的噪聲。而且，根據圖 19所示例，第一環路10和第二環路12實質上形成在基板的斷面上，所以能夠減小各環的面 積，在第一環路10和第二環路12中各自產生的磁場的大小也能夠降低。此外，根據圖19 所示例，與相對於圖7中示出的基板的表面在筆直方向上使第一環路10和第二環路12對 向的結構相比，容易確保第一環路10和第二環路12的各環面積中對向面積的比例(對向 比例)較大。這是因為在圖19所示的結構中，由於部件配置的制約等使(或對向比例) 減小的可能性低。由此，根據圖19所示例，與圖7所示例相比，能夠容易地降低產生噪聲。在圖19所示例中對各種元件L、Q1、Q2、C1、C2的位置和/或各種導體圖形52、54、 58的位置，能夠進行電等效的變更。例如，電感L可以設置在基板的第二表面來代替設置在 基板的第一表面。在該情況下，電感L配置在導體圖形58的點e與點d之間即可。以上，對本發明的優選的所示例進行了詳細說明，但本發明並不限定於上述的實 施例，不脫離本發明的範圍，可以對上述的實施例進行各種變形、改良以及置換。例如，在圖5中，概念性地示出了第一環路10和第二環路12的各環面積(磁通量 貫通的面積)相同，以彼此全部面積對向的方式配置第一環路10和第二環路12的各環。然 而，優選第一環路10和第二環路12的各環面積相同，但根據實際的安裝上的制約等不一定 是相同的。此外，同樣地，第一環路10和第二環路12的各環的對向面積(或對向比例)越 大越好，但也可以僅部分對向。此外，可以設為在第一環路10和第二環路12的圖形的端部設置R(圓角)，除去尖 銳角部來防止噪聲的發散。此外，不僅使用印刷基板，還可以使用屏蔽線的芯線來構成第一環路10和第二環 路12。在該情況下，通過將屏蔽線的網線用於磁力線的路徑，能夠防止磁力線對其他電路部 分輻射。此外，當正端子與負端子(在本例中是地)對向的部位是印刷基板的端部時，短路的可能性變高，所以為了防止這種情況，可以追加絕緣材料的塗布(例如可以二次塗敷和/ 或浸塗)。此外，根據同樣的觀點，可以將正端子與負端子對向的部位配置在印刷基板的中 央，使沿面距離變大。此外，可以使通孔從正端子與負端子對向的部位遠離。此外，在圖13所示例中，可以由可變電容電容器構成修正用電容器CXl和CX2， 以使中點a的電壓Va變為VB/2的方式調整修正用電容器CX 1和CX2的電容。
此外，在上述的實施例中，使用了降壓型的電壓變換裝置，但也可以使用升壓型和 /或雙向的電壓變換裝置。需說明的是，本國際申請主張2008年9月9日提出的日本專利申請第 2008-231527號的優先權，其全部內容通過此處的記載援用於本國際申請。
權利要求
一種電壓變換裝置，具備共有電感成分的第一環路和第二環路，伴隨設置於所述第一環路的第一開關元件的接通/斷開動作，電流交替地在所述第一環路和所述第二環路中流動，其特徵在於，在所述第一環路的開關元件的接通動作時形成的貫通所述第一環路的磁場的方向、和在所述第一環路的開關元件的接通動作後的斷開動作時形成的貫通所述第二環路的磁場的方向為相同方向。
2.一種電壓變換裝置，具備共有電感成分的第一環路和第二環路，伴隨設置於所述第 一環路的第一開關元件的接通/斷開動作，電流交替地在所述第一環路和所述第二環路中 流動，其特徵在於，所述第一環路和所述第二環路被配置為在對於各自的環路的法線方向上彼此相對。
3.根據權利要求1或2所述的電壓變換裝置，其中，在所述第二環路中設置有第二開關元件，所述第一開關元件和所述第二開關元件，以與一方接通同步，另一方斷開的方式進行 控制。
4.根據權利要求1 3中的任一項所述的電壓變換裝置，其中，所述第一環路和所述第二環路分別設置在同一電路基板的表面和背面、或同一電路基 板的背面和表面。
5.根據權利要求1 3中的任一項所述的電壓變換裝置，其中，所述第一環路和所述第二環路設置在同一柔性基板的同一表面，該柔性基板以使所述 第一環路和所述第二環路在對於各自的環路的法線方向上彼此相對的方式折彎。
6.根據權利要求5所述的電壓變換裝置，其中，所述第一環路和所述第二環路都是彼此相對的側由絕緣層覆蓋。
7.根據權利要求1 3中的任一項所述的電壓變換裝置，其中，所述第一環路和所述第二環路以對於各自的環路的法線方向相對於基板的截面而大 略垂直的方式形成在基板上。
8.根據權利要求1 7中的任一項所述的電壓變換裝置，其中，在所述第一環路和所述第二環路中分別設置有第一和第二電容器。
9.根據權利要求8所述的電壓變換裝置，其中，與所述第一環路和所述第二環路的各個對應設置有第一和第二調整用電容器，使得所 述第一環路的開關元件的接通動作時流過所述第一環路的電流量、和所述第一環路的開關 元件的斷開動作時流過所述第二環路的電流量變得相等。
10.根據權利要求8所述的電壓變換裝置，其中，具備檢測所述第一和第二電容器之間的中點電位的傳感器；和電容修正單元，其根據所述傳感器的輸出來修正所述第一和第二電容器的至少任一方 的電容。
11.根據權利要求1 10中的任一項所述的電壓變換裝置，其中，所述第一和第二電容器的電容，以所述第一和第二電容器的阻抗成分的變動小於預定 值的方式進行設定。
12.—種驅動電負載的電負載驅動裝置，其特徵在於，包括直流電源；權利要求1 11中的任一項所述的電壓變換裝置，其對從所述直流電源接受的直流電源的電壓等級進行變換並輸出到所述電負載；以及 控制所述電壓變換裝置的控制裝置。
全文摘要
本發明是一種電壓變換裝置，其特徵在於，具備共有電感成分的第一環路和第二環路，伴隨設於所述第一環路的第一開關元件的接通/斷開動作，電流在所述第一環路和所述第二環路中交替地流動，在所述第一環路的開關元件的接通動作時形成的貫通所述第一環路的磁場的方向、和在所述第一環路的第一開關元件的接通動作後的斷開動作時形成的貫通所述第二環路的磁場的方向為同向。
文檔編號H02M3/155GK101809851SQ200980100586
公開日2010年8月18日 申請日期2009年9月8日 優先權日2008年9月9日
發明者今井孝志, 內藤隆之, 大江凖三, 山本茂樹, 山野上耕一, 水谷浩市, 関戶伸治 申請人:豐田自動車株式會社;偉世通環球技術有限公司