一種新的超寬帶信號的接收方法
2023-05-30 17:39:06 3
專利名稱：一種新的超寬帶信號的接收方法
技術領域：
本發明屬於電磁波技術的領域，如無線通信、雷達、有線通信等，特別涉及採用超寬帶(UWBUltra Wideband)信號的通信方式。
背景技術：
眾所周知，超寬帶(UWBUltra Wideband)信號的定義方式有如下兩種 相對帶寬(百分比帶寬 )大於25％ 整體帶寬大於500MHz超寬帶信號與窄帶信號的對比如圖1所示。
UWB信號發射機組成UWB信號發射機包括由調製模塊1和脈衝波形發生器模塊2組成的UWB調製器模塊7、由放大器a模塊3、濾波器a模塊4以及頻譜搬移a模塊5組成的射頻前端模塊8和發射天線6。如圖2所示。
發射機工作過程信息(數據)向量b(t)經過調製模塊1和脈衝波形發生器模塊2調製後產生UWB信號(UWB信號與窄帶(NBNarrow Band)信號的帶寬比較示意圖如圖1所示)，然後經過由放大器a模塊3、濾波器a模塊4以及頻譜搬移a模塊5組成的射頻前端模塊8通過發射天線6輸入到傳輸介質中。其中放大器a模塊3的放大增益係數可以是大於1，也可以是等於1；頻譜搬移a模塊5的頻譜搬移量可以根據需要設定，也可以是頻譜搬移量為零。
在現有的超寬帶(UWBUltra Wideband)信號接收方法(技術)中，可以分為串行接收和串並行混合接收2種方式。
現有的超寬帶(UWBUltra Wideband)信號接收方法(技術)有(1)串行接收這是最普通的、也是在現有的通信系統中廣泛使用的接收方式。如圖3所示，由天線9接收到的信號與模板信號在相關器的作用下輸出信號，然後經過積分器a模塊13和判決器模塊14得到解調後的信號。詳細內容見Dr.Jeffrey Reed and Dr.Michael Buehrer，″Introduction to UWBImpulse Radio forRadar and Wireless Communications，″MOBILE PORTABLE RADIORESEARCH GROUP，2001。
(2)通過延時單元組並行接收信號，最後合成串行輸出從天線接收下來的信號經過必要處理之後，用一組延時器並行的接收，然後做解調處理，最後將解調後信號串行的輸出。詳細內容見M.Srinivasan C.-C.Chen G.Grebowsky and A.Gray，″An All-Digital，High Data-Rate Parallel Receiver，″Communications andSystems Research Section Goddard Space Flight Center，Greenbelt，Maryland，1997。現有的超寬帶(UWBUltra Wideband)信號接收方法(技術)，它們存在的缺點是(1)信號的瞬時帶寬很寬(GHz量級)，串行接收時對A/D採樣器的採樣速率要求太高；(2)採用延時單元組並行接收信號時對定時(時鐘)精度的要求太高；(3)採用延時單元組並行接收信號時各並行支路的採樣速率不能隨實際情況自適應變化；(4)已有的接收端全部是合成串行輸出，數據的速率過高，給後級處理帶來很大壓力；(5)系統的實現成本高；(6)系統的容量受限，不符合未來通信系統的要求(7)不利於UWB系統的實用化和商用化。
發明內容
本發明的任務是提供一種新的超寬帶(UWBUltra Wideband)信號的接收方法，採用本發明的接收方法，可以大大降低接收機對A/D採樣速率、定時(時鐘)精度的要求，從而可以用普通的A/D和時鐘(定時)等低成本的器件實現對超寬帶信號的接收，為UWB系統的實用提供了技術和成本上的有力支持。
如圖4所示，本發明的一種新的超寬帶信號的接收方法，包括第一步(預處理步驟)從接收天線9接收到信號r(t)，r(t)經過射頻接收前端模塊18進行接收機前端的預處理，得到信號w(t)，預處理後的信號能更好的滿足後級電路的處理要求；其特徵是它還包括下面的步驟第二步(設置各濾波器的工作頻段步驟)為了並行的接收信號w(t)，我們需要設置濾波器組中每一個濾波器i(0≤i≤N-1，N為濾波器組中濾波器的數量，N為自然數)的工作頻段；設整個UWB信號發射頻段帶寬為C Hz，可以採用平均分配工作頻段的方法，那麼每一個濾波器i(0≤i≤N-1)的工作頻段帶寬應該為C/N Hz；也可以採用不平均分配發射頻段帶寬的方法由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中各個濾波器的工作頻段的帶寬也可不相同；由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中各個濾波器的工作頻段允許有部分的重疊(如圖7所示)，也可以不重疊(如圖6所示)；圖6中採用的是理想濾波器組，圖7中採用的是非理想濾波器，各個濾波器的工作頻段有部分的重疊25；第三步(濾波器並行接收步驟)經過第一步得到的信號w(t)被由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組並行接收；即濾波器i只能接收它的工作頻段上的信號，所以由N個濾波器組合在一起就可以並行接收整個UWB發射頻帶上的所有信號；第四步經過第三步後，由每一個濾波器i得到的信號ui(t)在乘法模塊20的作用下與cos(ωit)相乘解出信號在頻域上對應濾波器i工作頻段所存承的信息，得到信號vi(t)，0≤i≤N-1；第五步(模數轉換步驟)由第四步得到的信號vi(t)經過它所在支路上A/D採樣器模塊採樣後得到第i路數位化的信號，0≤i≤N-1；第六步(積分步驟)由第五步得到的第i路數位化信號通過其對應的積分器模塊i進行積分，隨後在其對應的信道估計模塊的配合下進行信道校正，得到校正後的第i路信號，0≤i≤N-1；第七步(IDFT步驟)由第六步得到的校正後的各路信號並行進入IDFT模塊24進行IDFT變換；第八步由第七步得到並行輸出的原始信息(數據)的估計值{0，…，i，…，N-1}，這就是我們最終需要的信息(數據)。
需要說明的是上述的第四步是將第三步得到的信號ui(t)首先通過乘法器模塊與cos(ωit)相乘，然後進行第五步的模數轉換。在接收機的設計中我們也可以採取靈活的方式，即將第三步得到的信號ui(t)先進行模數轉換，然後再通過乘法器模塊與cos(ωit)相乘，如圖5所示。
本發明接收機部分的組成如圖4所示，包括射頻接收前端模塊18、同步模塊19、濾波器i模塊(0≤i≤N-1)、乘法器模塊20、A/D(模數轉換)模塊21、積分器i模塊(0≤i≤N-1)、信道估計模塊22、信道校正模塊23、反離散傅立葉變換(IDFTInverseDiscrete Fourier Transform)模塊24組成；射頻接收前端模塊18由放大器b模塊15、濾波器b模塊16、頻譜搬移b模塊17組成。
本發明接收機部分工作過程如圖4所示，接收機中接收天線9接收到發射的信號，送至由放大器b模塊15、濾波器b模塊16、頻譜搬移b模塊17組成的射頻接收前端模塊18得到信號w(t)，然後w(t)被由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組接收並進行並行濾波，濾波後的信號vi(t)在乘法器模塊20的作用下與cos(ωit)相乘(0≤i≤N-1)，相乘後的信號通過A/D模塊進行模數轉化。經過數位化的第i路信號通過積分器模塊i(0≤i≤N-1)，隨後在其對應的信道估計模塊的配合下進行信道校正，最後各路信號並行通過IDFT模塊24進行IDFT變換。經過IDFT變換後，並行的輸出原始信息(數據)的估計值{0，…，i，…，N-1}。
需要說明的是其中放大器b模塊15的放大增益係數可以是大於1，也可以是等於1；頻譜搬移b模塊17的頻譜搬移量可以根據需要設定，也可以是頻譜搬移量為零；接收機中由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中各個濾波器的工作頻段允許有部分的重疊。在圖6中用的是理想濾波器組，在圖7中用的是非理想濾波器，濾波器之間的工作頻段有部分的重疊25；由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中，每個濾波器的輸出信號的帶寬，可以大於、等於或小於輸入信號的帶寬。但是為了降低對後級電路中A/D採樣速率的要求，我們應該儘可能減小濾波器輸出的信號的帶寬；正交頻率組{cos(ω0t)，…，cos(ωit)，…，cos(ωN-1t)}中正弦波角頻率ωi與濾波器i-1模塊後乘法器20輸入的正弦波角頻率ωi-1的差為ω0；即ωi-ωi-1＝ω0，其中0＜i≤N-1；各A/D採樣器模塊的採樣速率，可以大於、等於或小於接收天線9接收到的UWB發射機發射信號的帶寬。但是由於我們採用了由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組同時並行的接收超寬帶信號，在實際工程應用中，各A/D採樣器模塊的採樣速率小於接收天線9接收到的UWB發射機發射信號的帶寬；接收機中可以採用信道估計及信道校正功能，也可以不採用信道估計及信道校正功能。
接收機中的反離散傅立葉變換(IDFTInverse Discrete Fourier Transform)模塊24可以採用離散傅立葉變換技術；也可以採用快速傅立葉變換(FFTFast Fourier Transform)技術。
本發明的工程實現與其它的UWB信號接收方法(技術)相比，具有如下特點(1)大大降低了接收機對A/D採樣速率、定時(時鐘)精度的要求。這是因為由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中，每個濾波器輸出的信號的帶寬，都可以小於輸入濾波器信號的帶寬，這就使得後級的A/D可以採取欠採樣技術；(2)採用本發明的接收方法，可以利用多路並行的濾波器同時並行的接收超寬帶信號，濾波器輸出的信號帶寬可以小於接收到的超寬帶信號的帶寬，這就大大降低了接收機對A/D採樣速率、定時(時鐘)精度的要求，從而可以用普通的A/D和時鐘定時等低成本的器件實現對超寬帶信號的接收，為UWB系統的實用提供了技術和成本上的有力支持；(3)由於本發明採用了正交的頻率組{cos(ω0t)，…，cos(ωit)，…，cos(ωN-1t)}，這就增強了系統抑制衰落信道影響的能力；(4)由於本發明的中A/D模塊的位置相對於傳統的接收機中A/D模塊的位置比較靠前，所以有利於系統的數字集成實現；(5)整個接收機全部是並行處理數據，使高速的UWB信號並行處理，降低了對器件性能的要求，使系統的穩定性得到了保證；(6)由於正交的頻率組{cos(ω0t)，…，cos(ωit)，…，cos(ωN-1t)}和IDFT全部在接收機中實現，與一般的基於OFDM的UWB系統(等效的IDFT在發射機中，正交的頻率組{cos(ω0t)，…，cos(ωit)，…，cos(ωN-1t)}在接收機中)相比，這樣做可以克服定時誤差、對載波同步比較敏感和較大的峰均功率比(PAPR)等缺點。
綜上所述，採用本發明所提出的超寬帶(UWBUltra Wideband)信號的接收方法，在保留原有UWB系統諸多優點的同時，利用多路並行的濾波器同時並行的接收超寬帶信號，濾波器輸出的信號帶寬可以小於接收到的超寬帶信號的帶寬，這就可以大大降低接收機對A/D採樣速率、定時(時鐘)精度的要求，從而可以用普通的A/D和時鐘(定時)等低成本的器件實現對超寬帶信號的接收，為UWB系統的實用提供了技術和成本上的有力支持。
附圖及
圖1是超寬帶信號和普通的窄帶信號在頻域的示意圖其中，NB是窄帶信號Narrow Band，UWB是超寬帶信號Ultra Wideband，fL代表信號的最低頻率，fH代表信號的最高頻率，fC代表信號的中心頻率。
圖2是通用的普通UWB信號發射機的框圖其中，1是調製模塊，2是脈衝波形發生器模塊，3是放大器a模塊，4是濾波器a模塊，5是頻譜搬移a模塊，6是發射天線，7是UWB調製器模塊，8是射頻前端模塊，b(t)是原始輸入信息。
圖3是傳統的UWB接收機框圖其中，9是接收天線，10是相關器，11是模板信號，12是同步模塊a，13是積分器a，14是判決器。
圖4是本發明的接收機框圖其中，9是接收天線，15是放大器b模塊，16是濾波器b模塊，17是頻譜搬移b模塊，18是射頻接收前端模塊，19是同步模塊，20是乘法器模塊，21是A/D模塊，22是信道估計模塊，23是信道校正模塊，24是反離散傅立葉變換(IDFTInverse Discrete FourierTransform)模塊，{0，…，i，…，N-1}是恢復後的原始輸入信息(數據)估計值，信號w(t)是射頻接收前端模塊18的輸出信號，信號ui(t)是濾波器i的輸出信號，信號vi(t)是ui(t)與cos(ωit)相乘的結果。
圖5是本發明接收機的另一種形式的框圖其中，9是接收天線，15是放大器b模塊，16是濾波器b模塊，17是頻譜搬移b模塊，18是射頻接收前端模塊，19是同步模塊，20是乘法器模塊，21是A/D模塊，22是信道估計模塊，23是信道校正模塊，24是反離散傅立葉變換(IDFTInverse Discrete FourierTransform)模塊，{0，…，i，…，N-1}是恢復後的原始輸入信息(數據)估計值，信號w(t)是射頻接收前端模塊18的輸出信號，信號ui(t)是濾波器i的輸出信號。
圖6是由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中工作頻段無重疊的示意圖其中，圖中採用的是理想濾波器。橫軸代表頻率，單位Hz；縱軸代表濾波器的頻響特性的幅度。
圖7是由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中工作頻段有部分重疊的示意圖其中，圖中採用的是非理想濾波器。橫軸代表頻率，單位Hz；縱軸代表濾波器的頻響特性的幅度，25是濾波器之間的工作頻段有部分的重疊。
具體實施例方式
如圖4所示，若是4路並行採樣，則N＝4，我們假設發射機發射的是帶寬為2GHz的高斯脈衝信號，即從DC(直流)～2GHz。這個接收到的超寬帶信號經過放大器b進行低噪聲放大，再通過帶寬為2GHz(或略大於2GHz)的低通濾波器b進行帶外噪聲抑制，這裡我們假設頻譜搬移量為零，這樣並不失一般性。至此，完成了射頻接收前端模塊18的信號預處理功能。模塊18的輸出信號w(t)一路送往同步模塊19進行同步控制，一路信號送往4個濾波器進行並行濾波。這時濾波器0～濾波器3的工作頻段分配原則可以是濾波器0從DC～500MHz為低通濾波器，濾波器1從500MHz～1GHz為帶通濾波器，濾波器2從1GHz～1.5GHz為帶通濾波器，濾波器3從1.5GHz～2GHz為帶通濾波器，各濾波器的頻響特性理論上可以是理想的，如圖6所示，但實際工程中是有部分重疊的，如圖7所示。接下來，濾波器i的輸出信號ui(t)與cosωit相乘，i＝0，1，2，3。相乘後是A/D採樣過程，根據低通和帶通的採樣定理可知，4路的採樣率均為1GHz。當然，在分配濾波器0～濾波器3的工作頻段時也可以不平均分配，根據需要來定，這樣就會使得各路A/D的採樣速率不等，更能適應實際的工程情況。數位化後的第i路信號通過積分器i模塊進行積分，隨後在信道估計模塊的配合下進行信道校正，然後做IDFT變換，當然也可以是快速算法IFFT；最後並行輸出原始信息(數據)的估計值{0，1，2，3}。上述過程可以用工具軟體通過編程實現。
權利要求
1.本發明的一種新的超寬帶信號的接收方法，包括第一步(預處理步驟)從接收天線(9)接收到信號r(t)，r(t)經過射頻接收前端模塊(18)進行接收機前端的預處理，得到信號w(t)，預處理後的信號能更好的滿足後級電路的處理要求；其特徵是它還包括下面的步驟第二步(設置各濾波器的工作頻段步驟)為了並行的接收信號w(t)，我們需要設置濾波器組中每一個濾波器i(0≤i≤N-1，N為濾波器組中濾波器的數量，N為自然數)的工作頻段；設整個UWB信號發射頻段帶寬為CHz，可以採用平均分配工作頻段的方法，那麼每一個濾波器i(0≤i≤N-1)的工作頻段帶寬應該為C/N Hz；也可以採用不平均分配發射頻段帶寬的方法由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中各個濾波器的工作頻段的帶寬也可不相同；由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組中各個濾波器的工作頻段允許有部分的重疊，也可以不重疊；第三步(濾波器並行接收步驟)經過第一步得到的信號w(t)被由濾波器i(0≤i≤N-1)組成的濾波器組並行接收，輸出信號ui(t)；即濾波器i只能接收它的工作頻段上的信號，所以由N個濾波器組合在一起就可以並行接收整個UWB發射頻帶上的所有信號；第四步經過第三步後，由每一個濾波器i得到的信號u(t)在乘法模塊(20)的作用下與cos(ωit)相乘解出信號在頻域上對應濾波器i工作頻段所存承的信息，得到信號vi(t)，0≤i≤N-1；第五步(模數轉換步驟)由第四步得到的信號vi(t)經過它所在支路上A/D採樣器模塊採樣後得到第i路數位化的信號，0≤i≤N-1；第六步(積分步驟)由第五步得到的第i路數位化信號通過其對應的積分器模塊i進行積分，隨後在其對應的信道估計模塊的配合下進行信道校正，得到校正後的第i路信號，0≤i≤N-1；第七步(IDFT步驟)由第六步得到的校正後的各路信號並行進入IDFT模塊(24)進行IDFT變換；第八步由第七步得到並行輸出的原始信息(數據)的估計值{0，…，i，…，N-1}，這就是我們最終需要的信息(數據)。
2.根據權利要求1所述的一種新的超寬帶信號的接收方法，其特徵是所述的第四步與第五步的次序可以互換，即將第三步得到的信號ui(t)先進行模數轉換(第五步)，然後再通過乘法器模塊與cos(ωit)相乘(第四步)。
全文摘要
本發明公開了一種新的超寬帶(UWBUltraWideband)信號的接收方法，它是通過利用多路並行的濾波器同時並行的接收超寬帶信號，濾波器輸出的信號帶寬可以小於接收到的超寬帶信號的帶寬，這就大大降低了接收機對A/D採樣速率、定時(時鐘)精度的要求，從而可以用普通的A/D和時鐘(定時)等低成本的器件實現對超寬帶信號的接收，為UWB系統的實用提供了技術和成本上的有力支持。
文檔編號H03H17/02GK1567732SQ0313532
公開日2005年1月19日 申請日期2003年7月2日 優先權日2003年7月2日
發明者唐友喜, 邵士海 申請人:電子科技大學, 唐友喜, 邵士海