一種基於多重m維並行調製通信方式的發射機的製作方法

2023-06-30 05:46:11 3

專利名稱：一種基於多重m維並行調製通信方式的發射機的製作方法
技術領域：
本發明屬於移動通信中的調製技術領域，特別涉及到以分組正交碼集作為擴頻碼集的並行M維(M-ary)調製方式與傳統調製技術結合的發射機。
背景技術：
隨著移動通信技術的發展，移動通信系統的用戶不斷增加，用戶所要求的業務速率也不斷提高。第三代移動通信系統的出現，大大提高了數據傳輸速率，使得高速數據傳輸成為可能。但隨著用戶需求的不斷升高，速率仍然成為高速數據業務的瓶頸。
電子工業出版社1998年出版的《無線通信原理與實用》(Wireless CommunicationPrinciples Practice)一書的527頁-530頁以窄帶碼分多址移動通信系統(IS-95)為例，介紹了正交M-ary調製技術在碼分多址(Code Division Multiple Access，簡稱CDMA)通信系統上行鏈路中的應用。正交M-ary調製技術使用M個正交擴頻碼，按發送數據不同選取其中一個碼，每次發送M個碼中的一個，從而可傳送log2M比特。然而，隨著M的增長，可傳送的比特數增長會逐漸減慢，而且在碼長固定的前提下，可用的正交碼字個數M也是有限的。清華大學出版社1992年出版的《現代通信原理》一書的283頁-298頁所介紹的二進位相移鍵控(Binary Phase Shift Keying，簡稱BPSK)、四進位相移鍵控(Quadrature Phase Shift Keying，簡稱QPSK)直至正交幅度調製(QuadratureAmplitude Modulation，簡稱QAM)，是數據通信中常用的調製方法，但僅僅依靠調製狀態數的增加來增長傳輸速率，其可傳送的比特數增長也會逐漸減慢。所以，單獨使用上述兩種調製方式，頻譜效率不高，無法提供高速數據傳輸。
在CDMA通信系統中，擴頻碼字是最為重要的資源之一，現有CDMA系統多採用沃爾什-哈達瑪(walsh-hadamard)正交碼，但在碼長為N的前提下，只能產生N個可用碼字。為了提高碼集的可用碼字數量，在《國際電子與電氣工程師協會通信》雜誌2003年1月第一期第七卷發表的《用於CDMA系統的擴頻碼構造方法》一文中提出了一種準正交擴頻碼集構造方法，在沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎上構造出更多的準正交碼字，從而可以大大提高頻譜效率。另外，採用這種方法構造出的碼字具有較好的準正交特性，其協方差矩陣是一個帶狀對角陣。在這種準正交特性的前提下，最優檢測的算法複雜度可以大大降低。但是利用這種方法構造出來的準正交碼字至今尚未見於採用M-ary調製方式的CDMA通信系統中。

發明內容
本發明提出一種基於多重M-ary並行調製通信方式(Multiple M-ary ParallelModulation Comminications，簡稱MM-aryM)的發射機，以克服M-ary調製和傳統數據調製方式的上述不足，充分利用擴頻碼字資源，在碼字數固定的前提下，增大每個符號上調製的比特數，同時在每一路與傳統的調製方法相結合，從而進一步提高每個符號上調製的比特數，增大頻譜效率，提高數據傳輸速率。
本發明基於多重M-ary並行通信方式的發射機，包括將輸入數據1經過分路器3分為多路，每路數據的一部分數據通過常用的調製器模塊Mi(i＝1，...n)，包括二進位相移鍵控、四進位相移鍵控、正交幅度調製，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi(i＝1，...n)，採用M-ary調製方法在每個符號上調製log2M比特，其中M為每路擴頻碼集中可用碼字個數，模塊Qi根據輸入數據選擇擴頻碼後，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成擴頻，每一路擴頻後的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾，輸入數據2直接通過乘法器R2加擾，兩路加擾後的信號經過加法器5組成基帶信號，通過載波調製模塊6調製到載波上發送出去；其特徵在於輸入數據1先通過分路器3，分為若干路，對於每一路數據，一部分通過常用調製器模塊Mi，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，其中擴頻碼選擇器模塊Qi中的碼集是通過將構造出的可用碼字分為多個集合獲得的，模塊Qi根據輸入數據選擇擴頻碼後，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻後的輸出再通過加法器4。
所述擴頻碼選擇器模塊Qi所採用的擴頻碼集可以是傳統的沃爾什-哈達瑪正交碼字組成的碼集，也可以利用在傳統的沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎上內插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，這種碼字構造方法在碼長為N的前提下，可以構造2N-3個正交性較好的準正交碼字。另外，根據以下最優原則，將構造的擴頻碼集分配到多路找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統調製方式的狀態數，L為路數；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距。反覆尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。
對應於本發明所述的發射機，在接收端可以採用傳統的最大似然序列估計(MaximumLikelihood Sequence Estimation，簡稱MLSE)解調方法，也可以採用判決反饋的最大似然序列估計(Decision Feedback-MLSE，簡稱DF-MLSE)解調方法，在該解調方案中，解調局限於一個符號，符號1解調完畢後，它的多徑信息對於後面符號的影響都可以反饋抵消，這樣就可以充分利用後面符號的多徑信息參與解調，分析解調示意圖可以發現，參與一次判決的符號個數越多，則參與判決的能量越大，判決準確度越高，所以參與一次判決的符號數越多，解調性能越好，其極限情況就是最大似然序列估計解調，當然，隨著參與一次判決的符號數的增多，解調的複雜度也大大提高，所以，尋找解調性能和複雜度的平衡點是決定參與一次判決的符號數的關鍵。
現有通信系統中採用的M-ary調製方式在碼字為M的前提下，每個符號上可以調製的比特數只有log2M個，而且隨著M的增大，每個符號上調製的比特數增長速度會迅速放緩，使得頻譜效率大大降低；另一方面，僅採用傳統的調製方法通過增大狀態數來提高頻譜效率，也面臨著相同的問題。而本發明基於多重M-ary並行調製通信方式的發射機則將發送數據通過串並轉換分為多路，每一路的一部分數據採用傳統的調製方法，另一部分數據採用M-ary調製方法，兩者結合，增大了每個符號上調製的比特數，而且，將可用碼字分為多組，每一路的碼字數相對較少，相對於現在的M-ary調製方法，可以減小碼字數增長對於比特數增長速度的影響，充分利用碼字資源，提高頻譜效率。另外，M-ary調製模塊所使用的可用碼字若採用準正交碼字構造方法，可以在碼長固定的前提下，進一步提高可用碼字的數量，從而進一步提高頻譜效率。
本發明基於多重M-ary並行調製通信方式的發射機，若採用3.84M碼片速率，擴頻碼長為8，構造12個可用準正交碼字，4個擴頻碼為一組，分三組，其符號速率為480k符號/秒.一路M-ary單位符號調製2比特。若與四進位相移鍵控結合，一路信號的單位符號調製數據為4比特，數據傳送速率為5.76M比特/秒，不考慮編碼冗餘的前提下，頻譜效率為1.5；若與16進位正交幅度調製調製結合，一路信號的單位符號調製數據為6比特，數據傳送速率為8.64Mbps，不考慮編碼冗餘的前提下，頻譜效率為2.25。若擴頻碼長為16，4個擴頻碼一組，分7組，其符號速率為240k符號/秒。一路M-ary單位符號調製2比特，對應四進位相移鍵控，其數據傳輸速率為6.72M比特/秒，不考慮編碼冗餘的前提下，頻譜效率為1.75；對應16進位正交幅度調製，其數據傳送速率為10.08M比特/秒，不考慮編碼冗餘的前提下，頻譜效率為2.625。可見，本發明可以有效的提高頻譜利用率，獲得更高的數據傳輸速率。


圖1是本發明基於MM-aryM通信方式的發射機的結構原理框圖。
圖2是用本發明採取的碼字生成方法生成的準正交碼集(M＝8)。
圖3是用本發明採取的碼字生成方法生成的準正交碼字的自相關矩陣(M＝8)。
圖4是本發明中接收端的判決反饋MLSE解調的框圖。
圖5是本發明中接收端的判決反饋MLSE的示意圖。
圖6是高斯白噪聲信道下3路MM-aryM的QPSK，16QAM調製的性能仿真結果和QPSK，16QAM理論值的性能比較。
圖7是瑞利(rayleigh)衰落信道下DF-MLSE與MLSE兩種解調方案的解調性能比較。
具體實施例方式下面結合

本發明的實施例。
實施例1本實施例中，結合上行鏈路所設計的幀結構，上行專用信道分為承載數據流的專用物理數據信道(Dedicated Physical Data Channel，簡稱DPDCH)和承載控制信息流的專用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel)，由於DPDCH要求高速傳輸，而DPCCH的傳輸速率則相對低得多，所以，具體實施中，實現MM-aryM方法的發射機結構如圖1所示。圖中，數據流1先通過分路器3，分為若干路，對於每一路數據，一部分通過常用調製器Mi(i＝1，...n)，其比特數與Mi所採用的調製方式相關，如對應於四進位相移鍵控，通過調製器Mi的比特數為2比特；另一部分通過擴頻碼選擇器Qi(i＝1，...n)，其比特數與每路碼集中的碼字個數相關，如碼字個數為M，則其比特數為log2M比特；模塊Qi根據輸入數據選擇擴頻碼後，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成擴頻。每一路擴頻後的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾；同時，控制信息流2直接通過乘法器R2加擾。加擾後的數據流合路信號與控制信息流信號經過加法器5組成基帶信號，通過載波調製模塊6調製到載波上發送出去。
由於採用了M-ary的調製方式，所以擴頻碼集的可用碼字的數量成為了決定數據傳輸速率的關鍵因素。若採用傳統的沃爾什-哈達瑪正交碼，則在碼長為N的前提下，只能產生N個可用碼字，為了儘可能的增大可用碼字集，從而提高數據傳輸速率，本實施例採用了一種新的準正交擴頻碼組構造方式，即在傳統的沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎上內插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，採用這種方法構造出的碼字具有較好的準正交特性，其協方差矩陣是一個帶狀對角陣。在這種準正交特性的前提下，最優檢測的算法複雜度可以大大降低。這種碼字構造方法在碼長為N的前提下，可以構造2N-3個正交性較好的準正交碼字，在此基礎上，本實施例再對構造出的準正交碼字按照以下原則分組找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統調製方式的狀態數，L為路數；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距，反覆尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。從而將其應用於基於多重M-ary並行調製通信方式的發射機中。下面首先介紹本實施例所採用的準正交碼構造方法考慮K路信號同時接入一個同步CDMA信道，相當於K個用戶同時接入一個信道，為此，以下把各路看成各用戶進行討論，以適合使用通常多用戶檢測的術語及處理手法。每個用戶使用自己特定的碼長為N的擴頻序列調製數據。假設信道噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN)，接收到的信號為r＝Ad+n(f1)其中A是N×K的矩陣，K個列向量分別代表K個用戶的擴頻碼；d是待發送的數據向量，長度為K；n是採樣後的高斯白噪聲向量，長度為N。
首先，r通過一組匹配濾波器後，得到如下信號y＝ATr＝Rd+z(f2)其中R＝{rij}＝ATA是K個擴頻序列的K×K自相關矩陣，z＝ATn是有色噪聲。
在加性高斯白噪聲(AWGN)信道下，最優檢測可以通過找尋實際接受到的信號與備選發送信號之間的最小歐氏距離實現，如下式所示d^=argmin||r-Ad||2,d{-1,+1}K---(f3)]]>該式等價於下式，即最小二次方項
d^=argmin(dTRd-2dTy),d{-1,+1}K]]>=argmin(dT(R-I)d-2dTy),d{-1,+1}K---(f4)]]>眾所周知，沃爾什-哈達瑪正交碼是一種常用的正交碼構造方法，可以遞歸構造。但是，長度為N時最多可以構造的碼字數為N。因此，本實施例採用的準正交碼構造方法利用內插入新的碼字的方法來構造更多的擴頻碼。這種內插的方法會在一定程度上破壞沃爾什-哈達瑪正交碼的正交性，即新的碼字集合內的碼字會存在相關性，這樣不僅會降低系統性能，同時在解調端要求利用式(f4)所示的聯合多用戶檢測方法。
這裡提出的構造擴頻序列集合的方法如下w2i-1＝hi(f5)w2i=12k=ii+3hk,i=1,...,N-3---(f6)]]>w2N-6+i＝hN-3+i， i＝1，2，3(f7)其中hi是HN的第i個向量。新的擴頻序列共有2N-3個。這些新構造出的擴頻序列在一個特定範圍內具有一定的相關性，形成準對角陣，從而構造出一系列準正交擴頻序列。其信號之間的最小距離是正交擴頻序列的最小信號距離的 對應著一個3dB的能量損失。由於存儲相關矩陣的所需存儲器長度為L＝6，解碼複雜度為O(27K)。
以碼長為8為例，採用這種碼字生成方法生成的碼字如圖2，共13個可用碼字，由圖2可見，該碼集合是有多值碼組成。所有碼字的自相關矩陣如圖3。
接下來的工作就是從這13個碼字中找出合適的分組，共分3組，每組4個碼，最後會有一個碼字不用。本實施例提出的最佳分組的原則是找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發送信號有8^3種(M-ary+BPSK)，計算這8^3個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距。反覆尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組，在隨後的實驗系統中可以看到，這種最優的分組可以使用且性能達到誤碼率要求。
根據多值碼的取值範圍，碼字間距的可能取值有0，4，8，12，16，20，24等，以4的倍數遞增，所以，各種分組情況對應的碼距表如表1所示，其中表格各項數字代表該分組的可能發送信號之間的碼距有多少次取到其可能的取值，由於在碼距很大的情況下，解調錯誤出現的機率趨近於0，所以表中僅列出了幾種較小碼距的數據。這裡僅列出兩組非最優分組與最優分組比較，事實上分組的情況有很多種。在本實施例中採用了一種簡化的尋找最優分組的方法，即尋找最小碼距最大的分組，在最小碼距相同的情況下，尋找在該最小碼距出現次數最少的分組。由表1可見，三種分組之中，最小碼距均為8，第二種分組出現碼距為8的次數最少，故可選用。
表1幾種分組情況對應的碼距表 對應於本實施例的基於多重M-ary並行調製通信方式的發射機，在接收端的最優檢測方法即最大似然序列估計(MLSE)，其基本思想就是遍歷所有可能的碼字組合計算出所有可能的發送信號，與接收信號作最大似然檢測，從而得到解調結果。但是由於多徑衰落的影響，這種解調方法必須採用維特比解調，計算複雜度過高。為降低解調複雜度，本實施例在接收端採用了判決反饋的最大似然序列估計(DF-MLSE)，其解調框圖如圖4。在輸入端接收信號7經過有限符號檢測器8，輸出的檢測結果9經過延時器Di(i＝1，...n)，得到的結果分別與各徑的信道估計參數Ei(i＝1，...n)相乘，並通過加法器10得到反饋信號11，反饋到輸入端。
圖5是判決反饋最大似然序列估計解調的示意圖Pi(i＝1，...n)代表多徑中的第i徑，Si(i＝1，...n)代表第i個符號，解調局限一個符號，一個符號解調完畢後，它的多徑信息對於後面符號的影響都可以反饋抵消，這樣就可以充分利用後面符號的多徑信息參與解調，1個符號內各徑的能夠被收集用來判決的能量用陰影加以標識。根據圖5示意圖分析，參與一次判決的符號數越多，陰影部分的面積就越大。由於參與判決的能量越大，判決準確度越高，所以可以推斷，參與一次判決的符號數越多，解調性能越好，其極限情況就是最大似然序列估計解調。當然，隨著參與一次判決的符號數的增多，解調的複雜度也大大提高，所以，尋找解調性能和複雜度的平衡點是決定參與一次判決的符號數的關鍵。
為了證明本實施例的基於多重M-ary並行調製通信方式的發射機以及對應的接收機的性能能夠滿足實際應用中移動通信系統的要求，本實施例給出了部分仿真結果。本實施例的仿真在SPW仿真平臺上完成，碼長為8，採用SPW仿真系統自帶的仿真信道，載波頻率是2.0G赫茲，碼片速率是3.84M赫茲。
圖6描繪了高斯白噪聲信道下本實施例中採用3路並行調製，每一路用M-ary分別與四進位相移鍵控，16進位正交幅度調製方法結合，接收端採用判決反饋最大似然序列估計解調方法的性能仿真結果和單獨採用四進位相移鍵控，16進位正交幅度調製方法，接收端採用對應解調方法的理論值的性能比較。其中橫軸表示信噪比Eb/No，縱軸表示誤比特率，曲線A描述的是M-ary與16進位正交幅度調製結合的解調性能，曲線B描述的是單獨採用16進位正交幅度調製的解調性能，曲線C描述的是M-ary與四進位相移鍵控結合的解調性能，曲線D描述的是單獨採用四進位相移鍵控的解調性能。由圖6可見，在高斯白噪聲信道下，採用本實施例所述的3路M-ary並行調製通信方式的發射機，其解調性能與相應的四進位相移鍵控，16進位正交幅度調製方法的解調性能差異在1dB之內，從而證明了該調製方式的有效性。
圖7比較了瑞利衰落信道下，本實施例中接收端採用判決反饋最大似然序列估計與最大似然序列估計兩種解調方案的解調性能。其中橫軸表示信噪比Eb/No，縱軸表示誤比特率，曲線E描述的是終端移動速度120公裡/秒，多徑為6徑的情況下，發送端採用3路並行調製，接收端採用判決反饋最大似然序列估計的解調性能，曲線F描述的是在終端移動速度0公裡/秒，多徑為6徑的情況下，發送端採用3路並行調製，接收端採用判決反饋最大似然序列估計的解調性能，曲線G描述的是在終端移動速度0公裡/秒，多徑為6徑的情況下，發送端採用1路並行調製，接收端採用判決反饋最大似然序列估計的解調性能，曲線H描述的是在終端移動速度0公裡/秒，多徑為6徑的情況下，發送端採用1路並行調製，接收端採用最大似然序列估計(維特比解調)的解調性能，這裡，著重比較相同條件下兩種解調方案的性能，即並行調製路數為1路，運動速度為0，多徑為6徑，對應於曲線G和H，其中各徑的相對功率分別是0dB，-3dB，-6dB，-9dB，-12dB，-15dB，各徑時延分別為0，1，2，3，4，5碼片。由圖7可見，採用判決反饋最大似然序列估計解調方法，其解調性能僅比最大似然序列估計解調方法差1dB左右，在信噪比高於12dB的條件下，即可達到10-5的誤比特率，需要強調的是由於本實施例所作的該仿真只是為了比較兩種解調方法的性能差異，還未考慮編解碼和分集等技術帶來的性能增益。所以，實際應用當中，會有更好的解調性能。
權利要求
1.一種基於多重M-ary並行通信方式的發射機，包括將輸入數據1經過分路器3分為多路，每路數據的一部分數據通過常用的調製器模塊Mi，包括二進位相移鍵控、四進位相移鍵控、正交幅度調製，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，採用M-ary調製方法在每個符號上調製log2M比特，其中M為每路擴頻碼集中可用碼字個數，模塊Qi根據輸入數據選擇擴頻碼後，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻後的輸出通過加法器4，組成合路信號，通過乘法器R1加擾，輸入數據2直接通過乘法器R2加擾，兩路加擾後的信號經過加法器5組成基帶信號，通過載波調製模塊6調製到載波上發送出去；其特徵在於輸入數據1先通過分路器3，分為若干路，對於每一路數據，一部分通過常用調製器模塊Mi，另一部分通過擴頻碼選擇器模塊Qi，其中擴頻碼選擇器模塊Qi中的碼集是通過將構造出的可用碼字分為多個集合獲得的，模塊Qi根據輸入數據選擇擴頻碼後，與模塊Mi的輸出共同輸入乘法器Ci，完成擴頻，每一路擴頻後的輸出再通過加法器4。
2.如權利要求1所述基於多重M-ary並行通信方式的發射機，特徵在於所述擴頻碼選擇器模塊Qi所採用的擴頻碼集是在傳統的正交沃爾什-哈達瑪正交碼字的基礎上內插新的碼字，從而獲得具有準正交特性的更多的碼字，並根據以下最優原則，將構造的準正交碼分為多路找到這樣一個合理的分組，該分組所有可能生成的發送信號有(M*N)^L種，M為碼長，N為傳統調製方式的狀態數，L為路數；計算這(M*N)^L個信號兩兩之間的信號距離，找到最小的信號間距；反覆尋找，直到找到一個最小信號間距最大的分組。
全文摘要
本發明基於多重M－ary並行通信方式的發射機，特徵是將M－ary調製方式與傳統的二進位相移鍵控、四進位相移鍵控、正交幅度調製方式結合，將數據流分為多路並行調製，在每一路中，部分數據採用M－ary調製，部分數據採用傳統調製方式；同時作為過飽和碼分多址技術的應用，採用準正交碼字構造方法構造出儘可能多的準正交碼字，體現在系統當中即增大了各支路的碼集中的碼字個數和支路數，並對構造出的碼字進行最優分組，從而提高解調性能；在接收端採用判決反饋最大似然序列估計解調方案，相比於最優的最大似然序列估計解調方法，在較好保留其解調性能前提下，複雜度大大降低。本發明可以在大大提高數據傳輸速率的同時，保證較好的解調性能。
文檔編號H04B1/02GK1619969SQ20031010637
公開日2005年5月25日 申請日期2003年11月18日 優先權日2003年11月18日
發明者朱近康, 李凡, 朱有團, 張磊 申請人:中國科學技術大學