一種數位訊號編碼調製裝置及方法

2023-06-17 06:22:26

專利名稱：一種數位訊號編碼調製裝置及方法
技術領域：
本發明涉及一種信號的編碼調製裝置，尤其涉及對數位訊號進行編碼調製的裝置及方法。
對於要傳輸的數位訊號來說，通常需要將數位訊號調製到射頻(RF)載波上才能發送。所述載波承載了需要傳送的數字信息。由於射頻載波通常為正弦波，其三個突出的特性是幅度、相位和頻率，因此數位訊號的傳輸可以定義為這樣一個過程，即先將數位訊號調製成RF載波的幅度、相位或頻率，或者是二者的任意組合，然後進行RF載波信號的傳輸。RF載波的一般表達式是s(t)＝A(t)exp(ωct+θ(t))………………(1)其中ωc是載波的角頻率，θ(t)是時變相位，RF載波的角頻率與其頻率的關係是ωc＝2πfc。將需要傳輸的數位訊號以調幅或調頻(調相)形式調製到上述載波上就能夠實現數位訊號的傳輸。
調製和信道編碼是數字通信系統中的重要組成部分，數字調製是把數字信息映射到模擬形式的過程，以便使該信息能夠在信道中傳輸。按照上述(1)式進行數位訊號的調製，實際上進行的是調幅或調頻(調相)的一維調製方式，載波的信息承載資源並沒有得到充分利用，使得在信道帶寬受限時，信道資源的利用率或容量不能進一步提高。
為達到上述目的，本發明提供的數位訊號編碼調製裝置，用於對需要傳送數位訊號的編碼調製，包括特徵基波頻率控制器fi(t)，用於存儲預先確定的所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表，根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率；所述頻率時間表為TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n為預先確定的所用特徵基波的頻率點數，N為將一個周期內的特徵基波均勻分成的等分數；特徵基波波形控制器Zm，用於存儲所用特徵基波的振幅值的歸一化數據表，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀；所述歸一化數據表為TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m為預先確定的特徵基波的個數，Zm為第m個特徵基波，a為預先確定的一個完整特徵基波包絡離散點，a＝{0，…，N-1}；特徵基波振幅控制器Vr(t)，用於存儲所用特徵基波幅度數據表，根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅；所述幅度數據表為TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R為將預先確定的振幅A的均勻分成的等分數；頻率和波形受控基波發生器，在特徵基波頻率控制器fi(t)和特徵基波波形控制器Zm的控制下，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一；D/A轉換器，用於將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號；緩衝及增益受控放大器，在特徵基波振幅控制器Vr(t)的控制下，對D/A轉換器輸出的模擬Zm，f信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出；所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
所述裝置還包括網格編碼器，用於對輸入的數位訊號進行網格編碼，並將編碼後的數位訊號並行送入特徵基波頻率控制器fi(t)、特徵基波波形控制器Zm和特徵基波振幅控制器Vr(t)。
串並轉換器，用於將要傳輸的串行數位訊號為並行數位訊號，並將轉換後的並行數位訊號送入所述網格編碼器。
調頻器，用於將已調特徵基波信號u(t)調頻後輸出。
本發明提供的基於上述數位訊號編碼調製裝置的正交二路數位訊號編碼調製裝置，包括第一和第二數位訊號編碼調製裝置，還包括第一平衡調製器，用於對第一數位訊號編碼調製裝置輸出的第一已調特徵基波信號與正弦載波或餘弦載波進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二數位訊號編碼調製裝置輸出的第二已調特徵基波信號與餘弦載波或正弦載波進行調幅調製；綜合加法器，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路已調載波信號輸出。
本發明提供的基於上述正交二路數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，包括至少兩個正交二路數位訊號編碼調製裝置，還包括多路加法器，用於合成上述至少兩個正交二路數位訊號編碼調製裝置輸出的正交二路已調載波信號，形成多路正交已調載波信號輸出。
本發明提供的基於上述數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，包括至少兩個數位訊號編碼調製裝置，還包括多路加法器，用於合成上述至少兩個數位訊號編碼調製裝置輸出的已調載波信號，形成多路已調載波信號輸出；本發明提供的基於上述多載波數位訊號編碼調製裝置的正交二路多載波數位訊號編碼調製裝置，包括第一和第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置，還包括第一平衡調製器，用於對第一多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第一多路已調載波信號與正弦載波或餘弦載波進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第二多路已調載波信號與餘弦載波或正弦載波進行調幅調製；綜合加法器，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路多載波已調信號輸出。
本發明提供的數位訊號調製方法，包括建立所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表、所用特徵基波的包絡值的歸一化數據表和所用特徵基波幅度數據表；所述頻率時間表為TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n為預先確定的所用特徵基波的頻率點數，N為將一個周期內的特徵基波均勻分成的等分數；所述歸一化數據表為TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m為預先確定的特徵基波的個數，Zm為第m個特徵基波，a為預先確定的一個完整特徵基波包絡離散點，a＝{0，…，N-1}；所述幅度數據表為TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R為將預先確定的振幅A的均勻分成的等分數；根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率fi(t)，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀Zm，以及根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅Vr(t)；利用特徵基波頻率fi(t)和特徵基波波形Zm，對所述數位訊號進行調頻和調形，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一；將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號；根據特徵基波振幅Vr(t)，對所述模擬信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出；所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
所述方法還包括對已調特徵基波信號進行調頻的步驟。
所述方法還包括，在根據所述數位訊號控制特徵基波的頻率fi(t)、控制特徵基波的波形形狀Zm，以及控制特徵基波的振幅Vr(t)操作前，對輸入的數位訊號進行網格編碼。
由於本發明所述的方案採用對數位訊號同時進行調頻、調幅和調形三維立體的編碼調製，編碼調製效率高，能夠保證通信數據在窄帶通信線路上進行寬帶數字通信，即使信道的通信容量得到大幅度提高，節省了網絡資源的利用率，且降低信號傳輸的誤碼率。在本發明的方案中，由於數字信息是同時調製在載波的頻偏和頻偏的變化速率上的，載波的頻偏與特徵基波信號的振幅，載波的頻偏的變化速率與特徵基波的頻率，有一一對應的關係，所以，信號抗幹擾能力強，解調後的已調特徵基波信號失真小。


圖1為本發明所述裝置的第一個實施例方框圖；圖2為四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的立體星座示意圖；圖3為從圖2分解出的四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的平面星座圖；圖4為圖2或圖3的網格編碼集劃分圖；圖5為本發明所述裝置的第二個實施例方框圖；圖6為本發明所述裝置的第三個實施例方框圖；圖7為本發明所述裝置的第四個實施例方框圖；圖8為本發明所述裝置的第五個實施例方框圖；圖9為本發明所述裝置的第六個實施例方框圖；圖10為完整特徵基波包絡所需的離散點數示例圖；圖11為本發明所述方法的主流程圖。
首先介紹本發明所述裝置的第一實施例，參考圖1。圖1所示的數位訊號編碼調製裝置1，用於對需要傳送數位訊號的進行編碼調製，其信號調製過程採用調頻、調幅和調形三維立體調製，從而能夠極大地利用信道頻譜資源，提高信道容量。該裝置1主要包括特徵基波頻率控制器fi(t)12、特徵基波波形控制器Zm14、特徵基波振幅控制器Vr(t)15，以及頻率和波形受控基波發生器16、D/A轉換器17和緩衝及增益受控放大器18。考慮到實際應用中該數位訊號編碼調製裝置1接收到的需要傳送的數位訊號可能為串行信號，因此，在本實施例中還設置了串/並轉換器11，用於將要傳輸的串行數位訊號為並行數位訊號。另外，為使編碼調製性能更佳，減少解調過程中各個調製點的判決失誤，在本實施例中還設置了網格編碼器12，用於對輸入的數位訊號進行網格編碼。這樣，數位訊號編碼調製裝置1將接收到的串行信號經串/並轉換器11轉換為並行數位訊號後，送入所述網格編碼器12，由網格編碼後的數位訊號並行送入特徵基波頻率控制器f(t)13、特徵基波波形控制器Zm14和特徵基波振幅控制器V(t)15。
現在，結合圖2、圖3對圖1所示裝置作進一步闡述。圖2為四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的立體星座示意圖。按照圖2所示的星座圖，數位訊號調製所採用的特徵基波的個數m為4(m的值由DSP或CPU可分辨波形的精度和誤碼率決定)。為方便對圖3進行說明，將圖3為從圖2分解出的四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的平面星座圖。在進行編碼調製前，要根據信道狀況確定類似圖2所示的星座圖。以圖2、3為例，首先確定所用特徵基波的所有頻率點的頻率(如圖(3)所示的f1、f2、f3、f4的頻率點)，由實際可用帶寬以及依據信道誤碼率和DSP(或CPU)的解析度決定；再將一個周期內的特徵基波均勻分成N等分(N的值由特徵基波的頻率精度和DSP處理精度決定)，根據所設各個頻率點的頻率，建立分別屬於各個頻率點(f1、f2、f3、f4)的T/N＝1/fN的時間表，即TABLEfi[]＝{1/f1N，1/f2N，1/f3N，1/f4N}；第二，為了降低數位訊號處理器DSP(或CPU)的運算量，提高編碼調製效率，不需要上述N個點全部計算輸出，可以根據抽樣定律，確定構成一個完整特徵基波包絡所需的離散點數(例如圖10所示的14點0，3，6，10，…，74，77，80)，根據所確定的所有離散點，建立分別屬於m個特徵基波的(即圖(3)所示的Zo、Z1、Z2、Z3四個特徵基波的)包絡值(即包絡上的Zm(2πa/N)的值)的歸一化數據表，即TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}；第三，建立控制特徵基波輸出幅度的數據表，即TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝f，……，2，1。即把振幅A均勻分成R等分(R的值由解調的判決精度和誤碼率決定)，由於碼元的同步要求振幅不能為零，一般r取1至R的後2/3段，即Vr(t)大於等於(1/3)A)。
對於圖1中的裝置來說，所述特徵基波頻率控制器fi(t)13，用於存儲預先確定的所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表，根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率；所述頻率時間表為TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n為預先確定的所用特徵基波的頻率點數，N為將一個周期內的特徵基波均勻分成的等分數。
所述特徵基波波形控制器Zm14，用於存儲所用特徵基波的包絡值的歸一化數據表，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀；所述歸一化數據表為TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m為預先確定的特徵基波的個數，Zm為第m個特徵基波，a為預先確定的一個完整特徵基波包絡離散點，a＝{0，…，N-1}，本例中，a＝{0，3，6，…，N-1}。
所述特徵基波振幅控制器Vr(t)15，用於存儲所用特徵基波幅度數據表，根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅；所述幅度數據表為TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R為將預先確定的振幅A的均勻分成的等分數。
頻率和波形受控基波發生器16，在特徵基波頻率控制器fi(t)和特徵基波波形控制器Zm的控制下，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}，產生單個周期的特徵基波；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一。而D/A轉換器17，用於將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號。由緩衝及增益受控放大器18，在特徵基波振幅控制器Vr(t)15的控制下，對D/A轉換器輸出的模擬Zm，f信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出，完成調製過程所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
對於上述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}，∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意義為從m個函數Zm{2πfi(t)}中選一，即同一時刻只有一個函數Zm{2πfi(t)}在工作，Vr(t)是特徵基波振幅的函數，2πfi(t)是特徵基波頻率的函數，zm{2πfi(t)}為波形函數，當m＝0時，設z0{2πfi(t)}＝sin{2πfi(t)}；這樣，由Vr(t)、fi(t)和zm{2πfi(t)}三函數構成了數位訊號的三維編碼調製空間。
Vr(t)＝A×(r/R)，r＝R，R-1，…，2，1；Vr(t)的含義是將振幅A均勻分成R等分，在不同的周期下Vr(t)取不同的A×(r/R)值，在同一周期內Vr(t)取值不變。
fi(t)＝fi×(nΔt)，i＝1，2，…，I，I的含義為所選擇的I個頻率點；n＝1，2，…，N；Δt＝t2-t1；t1，t2為時間軸上間隔為T/N的兩點。
Zm{2πfi(t)}在m不等於0的函數中，其函數主要特徵是與正弦函數近似的函數(本例中採用正弦波)，不同點是函數的過零點不等於π(佔空比不同)，但上半波和下半波的面積相同，由於上半波和下半波的面積相同的特徵基波，經過一個周期的積分其值為零，所以不含直流成分；我們可以設上半波和下半波分別屬於兩個頻率不同的正弦波，分別取其上半波和下半波部分合成成為一個特徵基波。
在本例中，以上所述特徵基波是由DSP(或CPU)控制頻率和波形受控基波發生器16(頻率和波形受控基波發生器16也可由DSP或CPU實現)根據數字編碼信息和D/A轉換器合成而來。下面說明詳細的合成過程。
初始化定時器、定時計數變量n(n＝0)和D/A轉換器，等待寫數據信號，在寫數據信號到時，將並行數字數據寫入特徵基波頻率控制器fi(t)12、特徵基波波形控制器Zm14、特徵基波振幅控制器Vr(t)15，然後清除數據寫入標記(假設該標記為fg_R，則fg_R＝0，0表示清除，1標識數位訊號可以寫入各個控制寄存器)。再利用特徵基波振幅控制器Vr(t)15，查表確定基波的輸出幅度，利用特徵基波波形控制器Zm14查表TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}，獲取加載第m個特徵基波的包絡數據表，利用特徵基波頻率控制器fi(t)12查表加載定時器的值(定時時間為T/N＝1/fN)，接著設置數據寫入標記，即使fg_R＝1，通知輸入端可以輸入下段需要編碼調製的數字數據，使能定時器，在定時時間到時，進行n＝n+1的操作，然後判斷n是否等於N-1，如果否，則繼續循環(n循環一周等於對特徵基波進行一周的掃描，根據不同的n輸出不同的包絡值)，否則循環結束，在循環結束結束時，特徵基波的一個周期的合成處理即已完成(所述特徵基波是Zm(2πfi(t))中的某個)，重新初始化定時計數變量使n＝0，除能定時器(即讓定時器停止工作)；加載第二段輸入數據至Vr(t)，fi(t)，Zm…，再使能定時器，進入特徵基波的下一個周期的處理。
上述利用特徵基波波形控制器Zm14查表，選擇不同特徵基波波形的包絡結構，輸出特徵基波的包絡值，當n＝0時，查表得第m個特徵基波的包絡數據，送D/A轉換器，此時，數據D＝Zm(2π0/N)＝0；當n＝3時，查表得第m個特徵基波的包絡數據，送D/A轉換器，此時，數據D＝Zm(2π3/N)；當n＝a時，查表得第m個特徵基波的包絡數據，送D/A轉換器，此時，數據D＝Zm(2πa/N)；當n＝N-1時，查表得第m個特徵基波的包絡數據，送D/A轉換器，此時，數據D＝Zm(2π(N-1)/N)。
在緩衝及增益受控放大器單元，根據特徵基波振幅控制器Vr(t)15的數據，查表TABLEVr[]確定特徵基波的輸出幅度，完成已調特徵基波輸出。
總之，對於圖(3)所示為四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的星座圖，M＝Vr(t)×fi(t)×Zm＝4×4×4＝64；其中f1至f4為fi(t)的取值範圍，(在窄帶調頻FM應用下，f1可取95％B/2，其中B為信道帶寬)，f2＝f1×1/(1+Δt×f1))，f3＝f2×1/(1+Δt×f2))，f4＝3×1/(1+Δt×f3))；Δt＝1/f2-1/f1的取值是依據誤碼率和DSP(即CPU)的解析度來決定，中心頻率為fi(t)＝(f1+f4)/2。V1至V4為Vr(t)的取值範圍，由於解調需要碼元同步，所以設V1至V4為1至1/3(歸一化)電平平均分布。Zm寄存器值為二進位00時，Zm＝Z0(2πfi(t))＝sin(2πfi(t))Zm寄存器值為二進位01時，Zm(2πfi(t))＝Z1(2πfi(t))；Zm寄存器值為二進位10時，Zm(2πfi(t))＝Z2(2πfi(t))；Zm寄存器值為二進位11時，Zm(2πfi(t))＝Z3(2πfi(t))。
本例採用的網格編碼集劃分，可以使整體數位訊號的編碼調製達到良好的整體性能；它的基礎是Ungerboeck(1982)提出的集劃分映射概念。集劃分映射可以用於分組碼或卷積碼的連接。劃分平面信號星座圖的基本原則是將信號星座圖劃分為一個個子集，使其中的各點最大限度地分開。從原始的信號星座圖開始，先將其分為兩個子集，要求這兩個子集是同形的，且其中的各點最大限度地分開。然後，對每一個子集重複進行這樣地劃分，直到結束，如圖(4)所示；如果圖(3)中的Zm(2πfi(t))與Vr(t)互換，其網格編碼集劃分與圖(4)相同。
圖5為本發明所述裝置的第二個實施例方框圖，它描述了已調特徵基波信號在窄帶FM調製的應用。該實施例所述裝置在圖1所示的數位訊號編碼調製裝置的基礎上，又增加了調頻器2，用於將已調特徵基波信號u(t)調頻後輸出，這樣就能夠利用FM的優點，增加編碼調製信號的抗幹擾能力。由於窄帶FM調製的帶寬與常規AM信號的帶寬相同，因此，有效的特徵基波頻率範圍為小於等於B/2(B為頻道的帶寬)。已調特徵基波信號在經過窄帶FM調製後的輸出為u(t)＝Asin{2πfct+Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意義為從m個函數Zm{2πfi(t)}中選一，即同一時刻只有一個函數Zm{2πfi(t)}在工作。fc、2πfi(t)分別是載波和特徵基波的頻率，A、Vr(t)分別是載波和特徵基波信號的振幅，
由於數字信息是同時調製在載波的頻偏(即Vr(t))和頻偏的變化速率(即2πfi(t))上的，載波的頻偏與特徵基波信號的振幅，載波的頻偏的變化速率與特徵基波的頻率，有一一對應的關係，所以，信號抗幹擾能力強，解調後的已調特徵基波信號失真小。
圖6為本發明所述裝置的第三個實施例方框圖，它描述了載波正交兩路復用的寬帶應用。該實施例描述的以圖1所示的數位訊號編碼調製裝置為基礎的正交二路數位訊號編碼調製裝置3，包括第一和第二數位訊號編碼調製裝置31、32，還包括第一平衡調製器33、第二平衡調製器34、綜合加法器37，以及提供標準正弦波的正弦波發生器35和移相器36。按照圖6所示，正弦波發生器35直接連接所述第一平衡調製器33，這樣其輸出的正弦波直接給入第一平衡調製器33，正弦波發生器35輸出的正弦波在經過移相器36的-90°移相後給入第二平衡調製器34，這樣使第一平衡調製器33、第二平衡調製器34的載波相互正交。在實際應用中，正弦波發生器35也可以直接連接所述第二平衡調製器34，這樣其輸出的正弦波直接給入第一平衡調製器34，正弦波發生器35輸出的正弦波在經過移相器36的-90°移相後給入第一平衡調製器33同樣也能實現使第一平衡調製器33、第二平衡調製器34的載波相互正交。
因此，所述第一平衡調製器33，用於對第一數位訊號編碼調製裝置輸出的第一已調特徵基波信號與正弦載波(餘弦載波)進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二數位訊號編碼調製裝置輸出的第二已調特徵基波信號與餘弦載波(按第二種連接方式則為正弦載波)進行調幅調製；而綜合加法器37，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路已調載波信號輸出。
因此，圖6中，第一和第二數位訊號編碼調製裝置31、32輸出的兩路已調特徵基波m1(t)和m2(t)分別通過平衡調製器，分別與正弦波載波和餘弦波載波進行調幅調製，而後，這兩路已調載波相加，形成的合成已調特徵基波為u(t)＝Am1(t)cos2πfct+Am2(t)sin2πfct；
其中m1(t)＝Vr(t)∏zm{2πfi(t)}；m2(t)＝Vr(t)∏zm{2πfi(t)}。
圖6所示的載波正交兩路復用是一個帶寬效率很高的通信系統，可以和單邊帶(SSB-AM)調製的帶寬效率相比擬。其通信數據速率Rb為6至12倍於頻帶寬度B，即Rb＝Blog2(M)。
圖7為本發明所述裝置的第四個實施例方框圖，它描述了多載波AM調製的寬帶應用。圖7描述的裝置是基於正交二路數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，該裝置4包括多個(至少兩個)正交二路數位訊號編碼調製裝置41、42，還包括多路加法器43，用於合成上述多個正交二路數位訊號編碼調製裝置輸出的正交二路已調載波信號，上述多個正交二路已調載波信號的載波相互正交，形成多路正交已調正交載波信號輸出，即多載波AM調製信號，適用於各種寬帶應用場合，如WLAN。
圖8為本發明所述裝置的第五個實施例方框圖，該實施例描述的是基於所述數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，該裝置5包括多個(至少兩個)數位訊號編碼調製裝置51、52，還包括多路加法器53，用於合成上述至少兩個數位訊號編碼調製裝置輸出的已調載波信號，形成多路已調載波信號輸出。上述多個數位訊號編碼調製裝置輸出的已調載波信號的載波的頻率是相互錯開的(頻譜是正交的)。此處的多路已調載波是指用多路「數位訊號編碼調製裝置」按頻率相互錯開的(頻譜是正交的)方式直接輸出產生的多路已調特徵基波信號的合成。
圖9為本發明所述裝置的第六個實施例方框圖，它描述了另一種多載波AM調製的寬帶應用。圖9所示的裝置6是基於所述多載波數位訊號編碼調製裝置的正交二路多載波數位訊號編碼調製裝置，該裝置6包括第一和第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置61、62，還包括第一平衡調製器63、第二平衡調製器64、綜合加法器67，以及提供標準正弦波的正弦波發生器65和移相器66。按照圖9所示，正弦波發生器65直接連接所述第一平衡調製器63，這樣其輸出的正弦波直接給入第一平衡調製器63，正弦波發生器65輸出的正弦波在經過移相器36的-90°移相後給入第二平衡調製器64，從而使第一平衡調製器63、第二平衡調製器64的載波相互正交。
第一平衡調製器，用於對第一多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第一多路已調載波信號與正弦載波進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第二多路已調載波信號與餘弦載波進行調幅調製；綜合加法器，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路多載波已調信號輸出。
需要指出的是，正弦波發生器65也可以直接連接所述第二平衡調製器64，這樣其輸出的正弦波直接給入第一平衡調製器64，正弦波發生器65輸出的正弦波在經過移相器66的-90°移相後給入第一平衡調製器63。
圖9所示的裝置在同一物理帶寬B內，第一多載波數位訊號編碼調製裝置61合成出頻譜相互錯開的I路mi(t)特徵基波，I路mi(t)正交特徵基波相加後，獲得u1(t)；用同樣的方法可獲得第二多載波數位訊號編碼調製裝置62輸出的u2(t)。u1(t)，u2(t)分別通過平衡調製器，分別與正弦波載波和餘弦波載波進行調幅調製，而後，這兩路已調載波相加，得到如下式所述的正交二路多載波數位訊號編碼調製信號u(t)＝Au1(t)cos2πfct+Au2(t)sin2πfct；其中u1(t)＝Vr(t)∏Zm{2πf1(t)}+…+Vr(t)∏Zm{2πfI(t)}；u2(t)＝Vr(t)∏Zm{2πf1(t)}+…+Vr(t)∏Zm{2πfI(t)}。
這是單載波帶寬利用率最高的一種調製方案，也是帶寬效率較高的一種方案，其通信數據速率Rb可能已經超過了香農信道容量C。
圖11為本發明所述方法的主流程圖。圖11所述的數位訊號調製方法，用於對數位訊號的編碼調製，產生下式所述的已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意義為從m個函數Zm{2πfi(t)}中選一，即同一時刻只有一個函數Zm{2πfi(t)}在工作，Vr(t)是特徵基波振幅的函數，2πfi(t)是特徵基波頻率的函數，Zm{2πfi(t)}為波形函數，當m＝0時，設Z0{2πfi(t)}＝sin{2πfi(t)}；這樣，由Vr(t)、fi(t)和Zm{2πfi(t)}三函數構成了數位訊號的三維編碼調製空間。
Vr(t)＝A×(r/R)，r＝R，R-1，…，2，1；即Vr(t)的含義為把振幅A均勻分成R等分(由於碼元的同步要求振幅不能為零，一般r取1至R的後2/3段，即Vr(t)大於等於(1/3)A)，在不同的時間周期下Vr(t)取不同的A×(r/R)值，在同一周期內Vr(t)取值不變。
fi(t)＝fi×(nΔt)，i＝1，2，…，I，I的含義為所選擇的I個頻率點；n＝1，2，…，N；Δt＝t2-t1；t1，t2為時間軸上間隔為T/N的兩點。
Zm{2πfi(t)}在m不等於0的函數中，其函數主要特徵是與正弦函數近似的函數，不同點是函數的過零點不等於π(佔空比不同)，但上半波和下半波的面積相同，由於上半波和下半波的面積相同的特徵基波，經過一個周期的積分其值為零，所以不含直流成分；我們可以設上半波和下半波分別屬於兩個頻率不同的正弦波，分別取其上半波和下半波部分合成成為一個特徵基波。
按照圖11，需要預先確定數位訊號編碼調製的星座圖(可以根據信道環境設置，如信道誤碼率和信噪比)，即建立所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表、所用特徵基波的包絡值的歸一化數據表和所用特徵基波幅度數據表，以作為上述三維調製的控制依據。
假設星座圖如圖2或圖3所示，可以按照以下方式確定上述三個數據表。首先，確定所用特徵基波的所有頻率點的頻率(即如圖(3)所示的f1、f2、f3、f4的頻率點)，由實際可用帶寬決定；再將一個周期內的特徵基波均勻分成N等分，根據所設各個頻率點的頻率，建立分別屬於各個頻率點(f1、f2、f3、f4)的T/N＝1/fN的時間表，即TABLEfi[]＝{1/f1N，1/f2N，1/f3N，1/f4N}；第二，為了降低DSP(CPU)的運算量，不需要N個點全部輸出，因此，根據抽樣定律，確定構成一個完整特徵基波包絡所需的離散點數(例如圖10的14個點)，根據所確定的所有離散點，建立分別屬於m個特徵基波的(即圖(3)所示的Zo、Z1、Z2、Z3四個特徵基波的)包絡值(即包絡上的Zm(2πa/N)的值)的歸一化數據表，即TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}；第三，建立控制特徵基波輸出幅度的數據表，即TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1，即把振幅A均勻分成R等分。這樣，就可以根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率fi(t)，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀Zm，以及根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅Vr(t)，從而實現本發明所述方法的數位訊號編碼調製。
當數位訊號輸入時，假設該信號為串行數位訊號，就要在步驟1將該串行數位訊號轉換為並行數位訊號，再在步驟2對所述並行數位訊號進行網格編碼，接著在步驟3利用進行網格編碼後的數據，控制特徵基波的頻率fi(t)、控制特徵基波的波形形狀Zm，以及控制特徵基波的振幅Vr(t)。具體說，該步驟首先根據特徵基波頻率fi(t)和特徵基波波形Zm，對所述數位訊號進行調頻和調形，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一；再將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號；最後根據特徵基波振幅Vr(t)，對所述模擬信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出；所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2 π fi(t)}。
上述步驟2、3可以這樣具體實現初始化定時器、定時計數變量n(n＝0)和D/A轉換器，等待寫數據信號，在寫數據信號到時，用網格編碼後的數字數據控制特徵基波頻率fi(t)、特徵基波波形Zm、特徵基波振幅Vr(t)，然後清除數據寫入標記(假設該標記為fg_R，則fg_R＝0，0表示清除，1標識數位訊號可以寫入各個控制寄存器)。再利用特徵基波振幅Vr(t)，查表確定基波的輸出幅度，利用特徵基波波形Zm查表TABLEZm[]＝{0x0，…Zm(2πa/N)…Zm(2π(N-1)/N)}，獲取加載第m個特徵基波的包絡數據表，利用特徵基波頻率fi(t)查表加載定時器的值(定時時間為T/N＝1/tN)，接著設置數據寫入標記，即使fg_R＝1，可輸入下段需要編碼調製的數字數據；使能定時器，在定時時間到時，進行n＝n+1的操作，然後判斷n是否等於N-1，如果否，則繼續循環(n循環一周等於對特徵基波進行一周的掃描，使得子程序根據不同的n輸出不同的包絡值)，否則循環結束，在循環結束結束時，特徵基波的一個周期的合成處理即已完成(所述特徵基波是Zm(2πfi(t))中的某個)，重新初始化定時計數變量使n＝0，除能定時器(即讓定時器序止工作)；加載第二段輸入數據至Vr(t)，fi(t)，Zm…，再使能定時器，進入特徵基波的下一個周期的處理。
選擇不同特徵基波波形的包絡結構，輸出特徵基波的包絡值的過程可以這樣實現假設所確定的特徵基波包絡所需的離散點為{0，3，…，a，…，N-1}；當n＝0時，查表TABLEZm[]得第m個特徵基波的包絡數據，進行D/A轉換，此時數據D＝Zm(2π0/N)＝0；當n＝3時，查表TABLEZm[]得第m個特徵基波的包絡數據，進行D/A轉換，此時D＝Zm(2π3/N)；當n＝a時，查表TABLEZm[]得第m個特徵基波的包絡數據，進行D/A轉換，此時D＝Zm(2πa/N)；當n＝N-1時，查表得第m個特徵基波的包絡數據，進行D/A轉換，此時D＝Zm(2π(N-1)/N)。
對於一個周期的特徵基波，查表TABLEVr[]確定特徵基波的輸出幅度，完成已調特徵基波輸出。
如果採用圖(3)所示的四種特徵基波的振幅和頻率在進位M＝64的星座圖，則M＝Vr(t)×fi(t)×zm＝4×4×4＝64；其中f1至f4為fi(t)的取值範圍，(在窄帶調頻FM應用下，f1可取95％B/2，其中B為信道帶寬)，f2＝f1×1/(1+Δt×f1))，f3＝f2×1/(1+Δt×f2))，f4＝f3×1/(1+Δt×f3))；Δ t＝1/f2-1/f1的取值是依據誤碼率和DSP(或CPU)的解析度來決定，中心頻率為fi(t)＝(f1+f4)/2。V1至V4為Vr(t)的取值範圍，由於解調需要碼元同步，所以設V1至V4為1至1/3(歸一化)電平平均分布。Zm寄存器值為二進位00時，Zm＝Z0(2πfi(t))＝sin(2πfi(t))；Zm寄存器值為二進位01時，Zm(2πfi(t))＝Z1(2πfi(t))；Zm寄存器值為二進位10時，Zm(2πfi(t))＝Z2(2πf(t))；Zm寄存器值為二進位11時，Zm(2πfi(t))＝Z3(2πfi(t))。
在圖11所述方法中，還可以包括對已調特徵基波信號進行調頻的步驟。由於窄帶FM調製的帶寬與常規AM信號的帶寬相同，因此，有效的特徵基波頻率範圍為小於等於B/2(B為頻道的帶寬)。已調特徵基波信號在窄帶FM調製的表達式為u(t)＝Asin{2πfct+Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}}；其中∏Zm{2πfi(t)}，m＝0，1，2，…，m，∏的意義為從m個函數Zm{2πfi(t)}中選一，即同一時刻只有一個函數Zm{2πfi(t)}在工作。fc、2πfi(t)分別是載波和特徵基波的頻率，A、Vr(t)分別是載波和特徵基波信號的振幅。由於增加了調頻的步驟，使已調特徵基波信號具有了更強的抗幹擾能力。
需要說明的是，本發明採用的是調頻、調幅、調形三維調製方案，在實際應用中，採用調頻、調幅、調形中的其中任意兩項組合的二維調製方案也可以大大提高編碼調製的效率。
還需要說明，在本發明所述裝置和方法的具體實施中，指示編碼調製的星座圖是根據信道環境的變化而動態變化的，所採用的數據表也時變化的。例如，在誤碼率較低和/或信噪比較高時，M值自動增大，即可以增加特徵基波的數目、頻率點數，等等。
權利要求
1.一種數位訊號編碼調製裝置，用於對需要傳送數位訊號的編碼調製，包括特徵基波頻率控制器fi(t)，用於存儲預先確定的所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表，根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率；所述頻率時間表為TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n為預先確定的所用特徵基波的頻率點數，N為將一個周期內的特徵基波均勻分成的等分數；特徵基波波形控制器Zm，用於存儲所用特徵基波的振幅值的歸一化數據表，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀；所述歸一化數據表為TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m為預先確定的特徵基波的個數，Zm為第m個特徵基波，a為預先確定的一個完整特徵基波包絡離散點，a＝{0，…，N-1}；特徵基波振幅控制器Vr(t)，用於存儲所用特徵基波幅度數據表，根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅；所述幅度數據表為TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R為將預先確定的振幅A的均勻分成的等分數；頻率和波形受控基波發生器，在特徵基波頻率控制器fi(t)和特徵基波波形控制器Zm的控制下，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一；D/A轉換器，用於將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號；緩衝及增益受控放大器，在特徵基波振幅控制器Vr(t)的控制下，對D/A轉換器輸出的模擬Zm，f信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出；所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
2.如權利要求1所述的數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於，所述裝置還包括網格編碼器，用於對輸入的數位訊號進行網格編碼，並將編碼後的數位訊號並行送入特徵基波頻率控制器fi(t)、特徵基波波形控制器Zm和特徵基波振幅控制器Vr(t)。
3.如權利要求2所述的數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於，所述裝置還包括串並轉換器，用於將要傳輸的串行數位訊號為並行數位訊號，並將轉換後的並行數位訊號送入所述網格編碼器。
4.如權利要求1、2或3所述的數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於，所述裝置還包括調頻器，用於將已調特徵基波信號u(t)調頻後輸出。
5.一種基於權利要求1、2或3所述數位訊號編碼調製裝置的正交二路數位訊號編碼調製裝置，包括第一和第二數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於還包括第一平衡調製器，用於對第一數位訊號編碼調製裝置輸出的第一已調特徵基波信號與正弦載波或餘弦載波進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二數位訊號編碼調製裝置輸出的第二已調特徵基波信號與餘弦載波或正弦載波進行調幅調製；綜合加法器，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路已調載波信號輸出。
6.一種基於權利要求5所述的正交二路數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，包括至少兩個正交二路數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於還包括多路加法器，用於合成上述至少兩個正交二路數位訊號編碼調製裝置輸出的正交二路已調載波信號，形成多路正交已調載波信號輸出。
7.一種基於權利要求1、2或3所述數位訊號編碼調製裝置的多載波數位訊號編碼調製裝置，包括至少兩個數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於還包括多路加法器，用於合成上述至少兩個數位訊號編碼調製裝置輸出的已調載波信號，形成多路已調載波信號輸出；
8.一種基於權利要求7所述多載波數位訊號編碼調製裝置的正交二路多載波數位訊號編碼調製裝置，包括第一和第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置，其特徵在於還包括第一平衡調製器，用於對第一多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第一多路已調載波信號與正弦載波或餘弦載波進行調幅調製；第二平衡調製器，用於對第二多路已調載波數位訊號編碼調製裝置輸出的第二多路已調載波信號與餘弦載波或正弦載波進行調幅調製；綜合加法器，用於合成第一平衡調製器和第二平衡調製器輸出的調製信號，形成正交二路多載波已調信號輸出。
9.一種數位訊號調製方法，包括建立所用特徵基波所有頻率點的頻率時間表、所用特徵基波的包絡值的歸一化數據表和所用特徵基波幅度數據表；所述頻率時間表為TABLEfi[]＝{1/fiN}，其中i＝{1，2，…，n}，n為預先確定的所用特徵基波的頻率點數，N為將一個周期內的特徵基波均勻分成的等分數；所述歸一化數據表為TABLEZm[]＝{Zm(2πa/N)}，其中，m為預先確定的特徵基波的個數，Zm為第m個特徵基波，a為預先確定的一個完整特徵基波包絡離散點，a＝{0，…，N-1}；所述幅度數據表為TABLEVr[]＝{A*(r/R)}，r＝R，R-1，…，2，1；R為將預先確定的振幅A的均勻分成的等分數；根據所述數位訊號和所述頻率時間表控制特徵基波的頻率fi(t)，根據所述數位訊號和所述歸一化數據表控制特徵基波的波形形狀Zm，以及根據所述數位訊號和所述幅度數據表控制特徵基波的振幅Vr(t)；利用特徵基波頻率fi(t)和特徵基波波形Zm，對所述數位訊號進行調頻和調形，產生調頻調形信號Zm，f＝∏Zm{2πfi(t)}；其中，∏表示從m個特徵基波Zm{2πfi(t)}中選一；將所述調頻調形信號Zm，f表達的數位訊號轉化為模擬信號；根據特徵基波振幅Vr(t)，對所述模擬信號進行幅度調製，形成已調特徵基波信號輸出；所述已調特徵基波信號u(t)＝Vr(t)∏Zm{2πfi(t)}。
10.如權利要求9所述的數位訊號調製方法，其特徵在於，所述方法還包括對已調特徵基波信號進行調頻的步驟。
11.如權利要求9或10所述的數位訊號調製方法，其特徵在於，所述方法還包括，在根據所述數位訊號控制特徵基波的頻率fi(t)、控制特徵基波的波形形狀Zm，以及控制特徵基波的振幅Vr(t)操作前，對輸入的數位訊號進行網格編碼。
全文摘要
本發明公開了一種數位訊號編碼調製裝置，用於對需要傳送數位訊號的三維編碼調製，包括特徵基波頻率控制器f
文檔編號H04L27/32GK1469608SQ0314820
公開日2004年1月21日 申請日期2003年7月1日 優先權日2003年7月1日
發明者葉建國 申請人:葉建國