一種多載波分離的方法及多載波分離裝置的製作方法

2023-06-16 04:52:01 3

專利名稱：一種多載波分離的方法及多載波分離裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及多載波通信技術領域，具體涉及一種多栽波分離的方法及多載 波分離裝置。
背景技術：
為提高用戶終端的有效速率，並保持無線或有線接入系統的兼容，現有技 術多採用多載波通信方式來傳輸數據。在多載波通信中，發送端的多載波的合 成相對簡單，容易實現，而接收端的多載波分離，特別是高效的分離，是一個 值得研究的問題。
現有技術已經給出了基於時域的多載波分離方法，比如數字混頻加濾波的 方式。該方法主要優點是實現結構簡單，能復用信道選擇濾波器，便於硬體平 滑升級來，但是其不足是單位時間樣點的平均計算量非常大，進而導致硬體實 現成本較高。

發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種多載波分離的方法及多載波分離
裝置，在保證各個載波分離後誤差矢量幅度(EVM, Error vector magnitude ) 性能的前提下，大大降低每個載波單位樣點的計算量。
為解決上述技術問題，本發明提供方案如下
一種多載波分離的方法，其特徵在於，包括
對接收到的複數數據序列按照預定長度L進行順序分段，得到多個分孚史 數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號採樣得到的寬帶數位訊號；
對各個分段數據段逐個進行補零，得到長度為N的補零數據段並順序輸 出，其中，N為2的整數次冪中大於L + P-1的最小值，P為用於4是取單載波 信號的低通濾波器的階數；對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到多個第一頻域序列，並 將所述第 一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路；
在各個支路上，將每個第 一頻域序列逐個與第二頻域序列進行矢量叉乘， 得到多個第三頻域序列，並對所述第三頻域序列逐個進4亍IFFT處理，得到與 各個第三頻域序列對應的時域數據序列並順序輸出至設置在本支路上的重疊 相加單元，其中，在本支路所對應的栽波的中心頻點不在頻域零點的支路上， 首先對第一頻域序列進行循環移位，再對循環移位後的第 一頻域序列進行所述 矢量叉乘，所述循環移位使得本支路所對應的栽波的中心頻點移位至頻域零 點，所述第二頻域序列是所述低通濾波器的時域衝激響應補零後得到的N點 時域序列所對應的頻域序列；
各個支路上的重疊相加單元接收所述時域數據序列，並將當前時域數據序 列與前一個時域數據序列進行重疊相加，並輸出相加得到的載波數據序列，其 中，所述載波數據序列的長度為L,所述重疊相加是將當前時域數據序列的 前N- L個點與前一個時域數據序列的後N- L個點對應相加，得到當前載波 數據序列的前N - L個點，以及將當前時域數據序列的前N - L個點之後的2L -N個點作為當前載波數據序列的後2L - N個點。
優選地，上述方法中，在L和N之間至少存在一個整數Z，滿足Z々Bw/乂 的值為一整數，以使中心頻點不在頻域零點的載波信號在經FFT處理後所得 到的第一頻域序列的中心處於整數點上，其中，Bw為單個載波帶寬，X為所 述多栽波基帶信號的採樣頻率。
優選地，上述方法中，進一步利用蝶形單元進行所述IFFT處理，並對含 "0"輸入的蝶形單元進行裁剪以減少IFFT計算量。
優選地，上迷方法中，所述第二頻域序列中包括有對應於所述低通濾波器
的過渡帶和通帶的第一類點，還包括有對應於所述低通濾波器的阻帶的第二類 佔.
,"、，
在進行所述矢量叉乘時對於第一類點，將所述第一類點分別與所述第一 頻域序列中對應的點相乘；對於第二類點，則直接將O作為所述第二類點與所 述第 一 頻域序列中對應的點相乘的結果。
優選地，上述方法中，所述低通濾波器為有限長沖激響應FIR等波統低通濾波器。
優選地，上述方法中，進一步從所述前一個時域序列的後N-L個點中選 擇出對應於補零部分的第三類點，在進行所述對應相加時，跳過第三類點與當 前時域數據序列中對應的點的對應相加，直接採用當前時域數據序列中對應的 點作為第三類點與當前時域^t據序列中對應的點的對應相加結果。
優選地，上述方法中，所述多載波基帶信號是寬帶接收機對接收到的無線 信號或有線信號處理得到的。
本發明還提供了一種多載波分離裝置，包括
分段單元，用於接收複數數據序列，並對所述複數數據序列按照預定長度 L進行順序分段得到多個分段數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號
釆樣得到的寬帶數位訊號；
補零單元，用於對各個分段數據段逐個進行補零，得到並順序輸出長度為 N的多個補零數據^:，其中，N為2的整數次冪中大於L + P-l的最小值，P 為用於提取單載波信號的低通濾波器的階數；
FFT單元，用於對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到N點的 第 一頻域序列，並將各個第 一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路；
各個支路上均包括有順序連接的叉乘單元、IFFT單元和重疊相加單元， 其中，在支路對應的載波的中心頻點不在頻域零點的支路上還設置有移位單 元，所述移位單元，用於對輸入到本支路的第一頻域序列進行循環移位，再將 循環移位後的第 一頻域序列輸出到本支路的叉乘單元；
所述叉乘單元，用於將輸入到本叉乘單元的多個第一頻域序列逐個與第二 頻域序列進行矢量叉乘，得到多個第三頻域序列並順序輸出，其中所述第二頻 域序列是所述低通濾波器的時域衝激響應補零後得到的N點時域序列所對應 的頻域序列；
所述IFFT單元，用於對本支路的叉乘單元輸出的第三頻域序列逐個進行 IFFT處理，得到與各個第三頻域序列對應的時域數據序列並順序輸出；
所述重疊相加單元，用於對本支路的IFFT單元輸出的時域數據序列逐個 進行重疊相加，得到並順序輸出各個載波數據序列，其中，各個載波數據序列 的長度為L，所述重疊相加是將當前時域數據序列的前N-L個點與前一個時域數據序列的後N - L個點對應相加，得到當前載波lt據序列的前N _ L個 點，以及將當前時域數據序列的前N-L個點之後的2L-N個點作為當前載 波數據序列的後2L - N個點。
優選地，上述多載波分離裝置中，所述第二頻域序列中包括有對應於所述 低通濾波器的過渡帶和通帶的第一類點，還包括有對應於所述低通濾波器的阻 帶的第二類點；
所述叉乘單元，進一步在進行所述矢量叉乘時對於第一類點，將所述第 一類點分別與所述第一頻域序列中對應的點相乘；對於第二類點，則直接將0 作為所述第二類點與所述第 一頻域序列中對應的點相乘的結果。
優選地，上述多栽波分離裝置中，所述重疊相加單元，在進行所述對應相 加時，進一步跳過第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對應相加，直接 採用當前時域數據序列中對應的點作為第三類點與當前時域數據序列中對應 的點的對應相加結果，其中，所述第三類點是所述前一個時域序列的後N-L 個點中對應於補零部分的點。
優選地，上述多載波分離裝置中，所述低通濾波器為有限長沖激響應等波 紋4氐通濾波器。
從以上所述可以看出，本發明提供的多載波分離的方法及裝置，至少具有 以下的有益效果
本發明通過頻域循環移位方式等效實現了對時域信號的數字混頻處理，從 而無需傳統方法中的數字混頻器和本地復正弦生成器；通過基於FFT的循環 巻積等效實現了線性塊巻積，進而通過在頻域與低頻窗相乘實現了低通濾波， 從而大大降低了多載波分離中單位樣點的計算量。
本發明中對低通原型濾波器進行頻率窗的高頻強制補零處理，濾波性能損 失很小，但卻可以可大大減少頻窗相乘時的點數，進一步了減少乘法運算量。
本發明中通過補零對FFT的點數進行限制，然後再進行循環移位，使得 邊緣載波的中心在某個整數點上，以保證在頻域的整數點移位，避免移位帶來 頻率偏移。
本發明還對循環巻積後的重疊相加點數進行優化，對應於FFT運算時的 補零部分將不參與對應相加運算，從而在不影響系統性能的前提下選取最少的重疊相加點數，進一步減少了加法運算量。
另外，本發明還優選地採用等波紋濾波器作為時域原型濾波器，以便在較 低階數時就能提供陡峭的過渡帶，達到4交好的濾波性能。


圖1為現有技術的多載波接收機的示意圖2為應用本發明實施例的多載波接收機的示意圖3為圖2簡化後的示意圖4為三載波的空中接口信號的頻譜示意圖5為本發明實施例所述多載波分離裝置的結構示意圖6為本發明實施例中基於FFT的循環巻積等效實現線性塊巻積示意圖。
具體實施例方式
本發明提供了 一種多載波分離的方法及多載波分離裝置，利用頻域的循環 移位來實現等效的數字混頻處理，同時通過基於快速傅立葉變換(FFT， Fast Fourier Transform)循環巻積等效實現了線性塊巻積，進而通過在頻域與低頻 窗相乘實現了低通濾波，最終實現了多載波的有效分離，在保證各個載波濾波 後EVM性能的前提下，使得每個載波單位樣點的計算量大大降低，進而可以 降低多載波分離的硬體實現成本。
以下無線技術領域中的多載波分離為例，結合附圖通過具體實施例對本發 明做詳細的說明。需要指出的是，本發明所述的多載波分離的方法及多載波分 離裝置，並不局限於無線通信技術領域，其同樣適用於有線通信技術領域。
通常，無線的多載波接收機可以按照圖1所示的多路單載波並行接收的方 式予以實現。在這種實現方式中，需要針對每個載波，分別設置相應的窄帶收 發前端，每個窄帶收發器接收空中接口多載波信號中的一個載波信號；然後， 將該載波信號發送至基帶解調器進行解調，解調後的信號發送至信道解碼器進 行解碼處理，最後被發送至媒體訪問控制(MAC)層和應用層處理。圖1所 示的實現方式硬體成本高，且不利於產品低功耗和'J、型化設計。
本實施例中利用圖2所示的多載波接收機，該多載波接收機採用基於寬帶接收機的單路前端以及數字分離的方式實現多載波的接收與分離。這種結構既
可以復用後端窄帶解調模塊(基帶解調器)，又削減了射頻(RF)接收機的數 量，同時可在數字分離過程中，共用數字低通濾波器。該結構在降低設備實現 成本的同時，還可以保持足夠的靈活性和性能。
對圖2簡化後的無線多載波接收機示意圖如圖3所示，空中接口的多載波 信號(射頻信號)進入寬帶射頻前端；寬帶射頻前端將射頻信號下變頻到低頻 信號(多栽波基帶信號)，並通過採樣等數位化處理，得到寬帶數位訊號；然 後，寬帶數位訊號進入多載波分離裝置，經過分離和濾波處理輸出多路並行的 低速數據流進入基帶解調器，最後進入信道解碼器，合併為多路比特流後進行 解碼處理。可以看出，多載波分離裝置是多載波接收機中的一個重要組成部分， 用於實現多載波的分離，為基帶解調器提供輸入數據。
以下以三個載波的多載波為例，詳細說明多載波分離裝置以及多栽波分離 的流程。
圖4所示為空中接口的三載波信號的頻鐠的示意圖，包括主載波(在正頻 率上的頻點為/。)和左右兩個副栽波(在正頻率上的頻點分別為/。-A/和 /o+A/)。上述載波頻鐠相對於頻率零點是對稱的，在負頻率上也有相類似的 三個載波頻語。圖4所示的三載波信號中，主載波的中心頻點為/。，單載波 的帶寬為A/。
再請參照圖5，本實施例所述的多載波分離裝置包括設置在幹路上的分 段單元、補零單元和FFT單元，以及設置在支路上的順序連接的叉乘單元、IFFT 單元和重疊相加單元。這裡，各個支路與多載波中的各個栽波一一對應。其中， 在本支路對應的栽波的中心頻點不在頻域零點的支路上，還設置有移位單元。 所述移位單元分別與幹路的FFT單元和本支路的叉乘單元連接；在本支路對 應的載波的中心頻點在頻域零點的支路上，該支路的叉乘單元直接與千路的 FFT單元連接。以下結合圖5所示的多載波分離裝置，說明本實施例所述的多 載波分離方法，本實施例所述的多載波分離方法，包括以下步驟
步驟61，分段單元對接收到的複數數據序列按照預定長度L進行順序分 段，得到多個分段數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號採樣得到的 寬帶數位訊號，所述多載波基帶信號是寬帶射頻前端對多載波射頻信號進行下變頻處理後得到的。這裡，如果為了減小塊處理結構上的時延，可以將選擇較
小數值的L， L越短則時延越小。
步驟62，補零單元對各個分段數據段逐個進行補零，得到長度為N的補 零數據段，其中，N為2的整數次冪中大於L + P-1的最小值，P為低通濾波 器的階數。這裡，所述低通濾波器是預先選定的用於提取單載波信號的濾波器。 在設計該低通濾波器時，考慮到多載波對過渡帶要求嚴格，可以選擇有限沖激 響應(FIR, finite impulse response digital filter)等波紋濾波器作為時域原型濾 波器，等波紋濾波器在較低階數時就能提供陡哨的過渡帶。
步驟63， FFT單元對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到多個 N點的第一頻域序列，並將所述第一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路。
步驟64，在各個支路上利用叉乘單元，將每個第一頻域序列逐個與第 二頻域序列進行矢量叉乘，得到多個第三頻域序列，並利用IFFT單元對所述 第三頻域序列逐個進行IFFT處理，得到與各第三頻域序列對應的時域數據序 列並順序輸出至本支路上的重疊相加單元，其中，在本支路所對應的栽波的中 心頻點不在頻域零點的支路上，首先利用移位單元對第一頻域序列進行循環移 位，再對循環移位後的第一頻域序列進行所述矢量叉乘，所述循環移位使得本 支路所對應的載波的中心頻點移位至頻域零點，所述第二頻域序列是所述低通 濾波器的時域衝激響應補零後得到的N點的時域序列所對應的頻域序列。
步驟65,各個支路上的重疊相加單元接收本支路上IFFT單元輸出的所述 時域數據序列，並將每個接收到的時域數據序列和與該時域數據序列相鄰的前 一個時域數據序列進行重疊相加，得到一長度為L的載波數據序列並輸出。 這裡，所述重疊相加是將第a個時域數據序列的前N-L個點與第a- 1個 時域數據序列的後N - L個點對應相加，得到第a個載波數據序列的前N - L 個點。第a個載波數據序列的後2L-N個點則直接採用第a個時域數據序列 的前N-L個點之後的2L-N個點。這裡，所述的當前時域數據序列是重疊 相加單元當前接收到的時域數據序列，而前一個時域數據序列是與當前時域數 據序列相鄰的前一個時域數據序列。
上述步驟64~65中，通過頻域循環移位方式等效實現了對時域信號的數 字混頻處理，省去了傳統方法中所需的數字混頻器和本地復正弦生成器；通過基於FFT的循環巻積等效實現了線性塊巻積，進而通過在頻域與低頻窗相乘 實現了低通濾波。通過以上處理方式，使得單位樣點的計算量大大降低。 以三栽波為例說明以上各個步驟。
首先對採樣後的數據進行分段(分段後的每段數據長度為L)。這裡，假 設選定的用於提取單載波信號的低通濾波器的單位沖激響應為h[n]，階數為P。 對分段數據段做FFT處理時，為保證FFT的效率和循環相加的效率，應該使 (L + P - 1 )儘量接近於2的指數次冪。假設FFT的長度為N ， N取2的整 數次冪中大於L + P-1的最小值。這裡就需要對分段數據段末尾補零，補零 的長度為N-L;同樣的，對h[n]也要進行補零，補零長度為N-P。
分段數據經FFT變換後得到頻域序列，再分別對左右副載波頻域序列做 循環移位，假定系統採樣速率(即多載波基帶信號的採樣頻率)為乂，採樣前 單個載波帶寬為Bw，對於右載波，需要將2BwTT/乂移到直流處。對於長為L 的數據而言，需要移位的點數為L*Bw//s。由於I^Bw/乂不一定為整數，此時 移位將引起頻偏，影響到系統性能。因此需要對分段數據段序列尾部補零，使 得補零後的序列長度Z滿足ZfBw/,為一整數，而最終分段數據段補零後的長 度為N，因此，在選擇L和N的數值時，需要保證L和N之間至少存在著一 個整數Z，滿足2*8 //;為一整數時，補零後的長為N的補零數據段就可以滿 足移位的點數為一整數的要求，此時再進行頻率移位不會引起頻偏。同樣的， 對左載波採用類似的方法，將左載波循環移位到直流處，中心載波則不需估文循 環移位處理。這樣，通過對FFT的補零點數進行限制，然後再進行循環移位， 使得邊緣載波的中心在某個整數點上，保證了在頻域的整數點移位，避免了移 位造成頻率偏移。
然後進行FFT循環巻積。基於FFT的循環巻積等效實現線性塊巻積的示 意圖如圖6所示。將數據截成長度為L的分段數據段，補零後得到的補零數 據段的長度為N (圖6中未示出)。濾波器的h[n]長度為P,補零後的長度為N (圖6中未示出)。各個補零數據段與第二頻域序列(即h[n]補零後的長度為 N的時域序列經FFT處理後得到的頻域序列)矢量相乘的結果為一 N點的頻 域序列(如圖6中的FILTER*DATA(1))，對該頻域序列進行IFFT處理，得到 長度為N的時域數據序列(如圖6中的data(l)、 data(2)和data(3))。然後，將各時域數據序列和與該時域數據序列相鄰的前一個時域數據序列進行所述重
疊相加得到該時域數據序列對應的載波數據序列。具體的，對於第a個時域數 據序列，是按照以下方式得到第a個時域數據序列所對應的第a個載波數據序 列由第a個時域數據序列的前N-L個點與第a- 1時域數據序列的後N-L 個點對應相加，得到第a個載波數據序列的前N-L個點，而第a個載波數據 序列的後2L - N個點則是第a個時域數據序列前N - L個點之後的2L - N個 點。這裡，a為大於l的整數。對於各個支路所輸出的第1個載波數據序列， 該第1個載波數據序列中的L個點，則分別是該支路的第1個時域數據序列 中的前L個點。
為了進一步減少多載波分離的計算量，在進行步驟64中所述的矢量叉乘 時，可以進一步根據低通濾波器的濾波特性，減少相乘的點數。例如，低通濾 波器補零後的沖激響應所對應的N點頻域序列H[k]中，大約只有N/3的點在 該濾波器的過渡帶和通帶內，其他的點均在阻帶內。因此，實際計算時只需要 將H[k]中對應於通帶和過渡帶的點與第一頻域序列中對應的點相乘，對於對 應於阻帶的點則可以強制為零，這樣就能減少約67%的乘法運算量。可以看 出，通過對低通原型濾波器進行頻率窗的高頻強制補零處理，濾波性能損失4艮 小，但卻可大大減少頻窗相乘時的點數，從而大大減少運算量。
另外，具體的，在利用蝶形單元進行IFFT處理時，可以對含"0"輸入的 蝶形單元進行裁剪以減少IFFT計算量。在進行重疊相加時，理論上需要將兩 個相鄰的時域數據序列的所有重疊部分進行相加，但實際上由於銳截止低通頻 窗的邊沿序列接近於0，頻窗高頻部分強制填"0"後，其IFFT反變換後的時 域序列與P階原型濾波器相比，會形成值很小的拖尾。因此可根據需M去該 拖尾部分，並不影響性能，可以進一步減少IFFT計算量和加法的運算量。具 體的，在步驟65中，將某個時域數據序列的前N-L個點和與該時域數據序 列相鄰的前一個時域數據序列的後N-L個點對應相加時，可以」接照圖6所示 進行相加，即從所述前一個時域數據序列的後N - L個點中選擇出對應於補零 部分的第三類點，在進行所述對應相加時，跳過第三類點與當前時域數據序列 中對應的點的對應相加，直接採用當前時域數據序列中對應的點作為第三類點 與當前時域數據序列中對應的點的對應相加結果，從而可以減少加法運算量。至於如何確定所述第三類點，則可以根據對時域數據序列尾部各點的能量進行 確定，例如，選擇能量低於預定閥值的點作為第三類點。
上述方法中，還可以通過事先對濾波器階數P與數據塊大小N進行優化 選擇，以使得在單位時間內每個點取得最小的計算量。
本實施例所述多載波分離的方法，可以通過圖5所示的多載波分離裝置予 以實現。圖5所示的多載波分離裝置在多載波接收^L中的位置如圖2或圖3 所示。多栽波分離裝置可以與設置在寬帶射頻前端(或寬帶接收機)中的採樣 單元連接，其中，所述釆樣單元用於對多載波基帶信號進行採樣，輸出時域的 複數數據序列。所述多載波基帶信號是寬帶射頻前端(或寬帶接收機)對接收 到的無線信號或有線信號處理得到的。以下對圖5中各個模塊進行詳細說明
分段單元，用於接收複數數據序列，並對所述複數數據序列按照預定長度 L進行順序分段得到多個分段數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號 採樣得到的寬帶數位訊號。
補零單元，用於對各個分段數據段逐個進行補零，得到並順序輸出長度為 N的多個補零數據)史，其中，N為2的整數次冪中大於L + P-1的最小值，P 為用於提取單載波信號的低通濾波器的階數；
FFT單元，用於對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到N點的 第一頻域序列，並將各個第一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路；
各個支路上均包括有順序連接的叉乘單元、IFFT單元和重疊相加單元， 其中，在支路對應的載波的中心頻點不在頻域零點的支路上還設置有移位單 元，所述移位單元，用於對輸入到本支路的第一頻域序列進行循環移位，再將 循環移位後的第 一頻域序列輸出到本支路的叉乘單元；在本支路對應的載波的 中心頻點在頻域零點的支路上，該支路的叉乘單元直接與FFT單元連接；
所述叉乘單元，用於將輸入到本叉乘單元的多個第一頻域序列逐個與第二 頻域序列進行矢量叉乘，得到多個第三頻域序列並順序輸出，其中所述第二頻 域序列是所述低通濾波器的時域沖激響應補零後得到的N點時域序列所對應 的N點的頻域序列；
所述IFFT單元，用於對本支路的叉乘單元輸出的第三頻域序列逐個進行 IFFT處理，得到與各個第三頻域序列對應的時域數據序列並順序輸出；所述重疊相加單元，用於對本支路的IFFT單元輸出的時域數據序列逐個 進行重疊相加，得到並順序輸出各個載波數據序列，其中，各個載波數據序列 的長度為L，所述重疊相加是將當前時域數據序列的前N-L個點與前一個 時域數據序列的後N-L個點對應相加，得到當前載波數據序列的前N-L個 點，以及將當前時域數據序列的前N-L個點之後的2L-N個點作為當前載 波數據序列的後2L-N個點。這裡，所述重疊相加單元所輸出第1個栽波數 據序列為IFFT單元輸出的第1個時域數據序列中的前L個點。
這裡，所述第二頻域序列中包括有對應於所述低通濾波器的過渡帶和通帶 的第一類點，還包括有對應於所述低通濾波器的阻帶的第二類點。優選地，所
述叉乘單元，可以進一步在進行所述矢量叉乘時對於第一類點，將所述第一 類點分別與所述第一頻域序列中對應的點相乘；對於第二類點，則直接將0 作為所述第二類點與所述第 一頻域序列中對應的點相乘的結果。
這裡，所述重疊相加單元，在進行所述對應相加時，進一步跳過第三類點 與當前時域數據序列中對應的點的對應相力。，直接採用當前時域數據序列中對 應的點作為第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對應相加結果，其中， 所述第三類點是所述前一個時域序列的後N_L個點中對應於補零部分的點。 優選地，所述低通濾波器為有限長衝激響應FIR等波紋低通濾波器。 最後闡述本實施例相對於傳統的多載波分離方法在運算量上的優勢。 傳統方法，不僅包含複數乘法運算，還包含複數加法和乘累加(MAC) 運算，而採用本方案基本上只有複數乘法運算，加法運算僅包含重疊相加部分， 下面以三載波為例，將本實施例和傳統方法中的乘法、加法分別進行對比。
對於傳統方法假定分段數據段長度為L、濾波器階數為P，中心栽波需 要進行乘法次數為I^P次，左右子載波乘法為2*(L+L*P),則等效於總的乘法 次數為2*L+3*L*P;加法為3*L*P次。則平均每個子載波濾波後每個採樣點 需要的乘法次數為Tra_mult=(2+3*P)/3，平均每個子載波濾波後每個採樣點需 要的乘法次數為Tra_add=P。
對於本實施例FFT需要的乘法次數為(N/2flog2(N), IFFT需要的乘法 次數為(3氺N/2"log2(N)， FFT循環巻積需要的乘法次數為N/3次，則等效於總 的複數乘法次數為N*(l/3+2*log2(N));加法為3* 次。則平均每個子載波濾波後每個採樣點需要的乘法次數為Imp_mult=N*(l/3+2*log2(N))/L/3。平均每 個子載波濾波後每個採樣點需要的乘法次數為Imp—add=P/L。其中N為FFT 點數，N取2的整數次冪中大於(L+P-1)的最小值。
以52階濾波器、數據段長度為200為例，傳統方法平均每個子栽波濾波 後每個採樣點需要的乘法次數為Tra_mult=158/3=53,平均每個子載波濾波後 每個採樣點需要的加法為Tra_add=52。而採用本實施例所需要的平均每個子 載波濾波後每個採樣點需要的乘法次數為Imp—mult=16725/200/3=7,平均每個 子載波濾波後每個採樣點需要的加法為Imp—add-52/200。乘法僅為傳統方法 的13%,加法僅為傳統方法的0.5%。通過上述比較可以看出，相對於傳統方 法，本實施例所述多載波分離方法能夠極大地降低單位樣點的運算量，進而可 以節約硬體資源，降低Z更件成本。並且，通過對本實施例濾波後的結果-矢端 軌跡圖以及星座圖的仿真，可以看出，本實施例在保證各個載波分離後EVM 性能的前提下，能夠大大降低每個載波單位樣點的計算量。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發 明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發 明的保護範圍之內。
權利要求
1. 一種多載波分離的方法，其特徵在於，包括對接收到的複數數據序列按照預定長度L進行順序分段，得到多個分段數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號採樣得到的寬帶數位訊號；對各個分段數據段逐個進行補零，得到長度為N的補零數據段並順序輸出，其中，N為2的整數次冪中大於L+P-1的最小值，P為用於提取單載波信號的低通濾波器的階數；對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到多個第一頻域序列，並將所述第一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路；在各個支路上，將每個第一頻域序列逐個與第二頻域序列進行矢量叉乘，得到多個第三頻域序列，並對所述第三頻域序列逐個進行IFFT處理，得到與各個第三頻域序列對應的時域數據序列並順序輸出至設置在本支路上的重疊相加單元，其中，在本支路所對應的載波的中心頻點不在頻域零點的支路上，首先對第一頻域序列進行循環移位，再對循環移位後的第一頻域序列進行所述矢量叉乘，所述循環移位使得本支路所對應的載波的中心頻點移位至頻域零點，所述第二頻域序列是所述低通濾波器的時域衝激響應補零後得到的N點時域序列所對應的頻域序列；各個支路上的重疊相加單元接收所述時域數據序列，並將當前時域數據序列與前一個時域數據序列進行重疊相加，並輸出相加得到的載波數據序列，其中，所述載波數據序列的長度為L，所述重疊相加是將當前時域數據序列的前N-L個點與前一個時域數據序列的後N-L個點對應相加，得到當前載波數據序列的前N-L個點，以及將當前時域數據序列的前N-L個點之後的2L-N個點作為當前載波數據序列的後2L-N個點。
2. 如權利要求l所述的方法，其特徵在於，在L和N之間至少存在一個 整數Z,滿足2*8 /乂的值為一整數，以使中心頻點不在頻域零點的載波信號 在經FFT處理後所得到的第一頻域序列的中心處於整數點上，其中，Bw為單 個載波帶寬，,為所述多載波基帶信號的採樣頻率。
3. 如權利要求1所述的方法，其特徵在於，進一步利用蝶形單元進行所述IFFT處理，並對含"0"輸入的蝶形單元進行裁剪以減少IFFT計算量。
4. 如權利要求l所述的方法，其特徵在於，所述第二頻域序列中包括有對應於所述低通濾波器的過渡帶和通帶的第 一類點，還包括有對應於所述低通濾波器的阻帶的第二類點；在進行所述矢量叉乘時對於第一類點，將所述第一類點分別與所述第一 頻域序列中對應的點相乘；對於第二類點，則直接將O作為所述第二類點與所 述第一頻域序列中對應的點相乘的結果。
5. 如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述#<通濾波器為有限長衝 激響應FIR等波紋低通濾波器。
6. 如權利要求1所述的方法，其特徵在於，進一步從所述前一個時域序 列的後N-L個點中選擇出對應於補零部分的第三類點，在進行所述對應相加 時，跳過第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對應相加，直接釆用當前 時域數據序列中對應的點作為第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對 應相加結果。
7. 如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述多載波基帶信號是寬帶 接收機對接收到的無線信號或有線信號處理得到的。
8. —種多載波分離裝置，其特徵在於，包括分段單元，用於接收複數數據序列，並對所述複數數據序列按照預定長度 L進行順序分段得到多個分段數據段，所述複數數據序列是對多載波基帶信號 採樣得到的寬帶數位訊號；補零單元，用於對各個分段數據段逐個進行補零，得到並順序輸出長度為 N的多個補零數據段，其中，N為2的整數次冪中大於L + P-1的最小值，P 為用於提取單載波信號的低通濾波器的階數；FFT單元，用於對各個補零數據段逐個進行N點FFT處理，得到N點的 第 一頻域序列，並將各個第 一頻域序列輸出到與各個載波對應的支路；各個支路上均包括有順序連接的叉乘單元、IFFT單元和重疊相加單元， 其中，在支路對應的載波的中心頻點不在頻域零點的支路上還設置有移位單 元，所述移位單元，用於對輸入到本支路的第一頻域序列進行循環移位，再將 循環移位後的第 一頻域序列輸出到本支路的叉乘單元；所述叉乘單元，用於將輸入到本叉乘單元的多個第 一頻域序列逐個與第二 頻域序列進行矢量叉乘，得到多個第三頻域序列並順序輸出，其中所述第二頻域序列是所述低通濾波器的時域衝激響應補零後得到的N點時域序列所對應 的頻域序列；所述IFFT單元，用於對本支路的叉乘單元輸出的第三頻域序列逐個進行 IFFT處理，得到與各個第三頻域序列對應的時域數據序列並順序輸出；所述重疊相加單元，用於對本支路的IFFT單元輸出的時域數據序列逐個 進行重疊相加，得到並順序輸出各個載波數據序列，其中，各個載波數據序列 的長度為L，所述重疊相加是將當前時域數據序列的前N-L個點與前一個 時域數據序列的後N - L個點對應相加，得到當前載波數據序列的前N - L個 點，以及將當前時域數據序列的前N-L個點之後的2L-N個點作為當前載 波數據序列的後2L - N個點。
9. 如權利要求8所述的多載波分離裝置，其特徵在於，所述第二頻域序 列中包括有對應於所述低通濾波器的過渡帶和通帶的第一類點，還包括有對應 於所述低通濾波器的阻帶的第二類點；所述叉乘單元，進一步在進行所述矢量叉乘時對於第一類點，將所述第 一類點分別與所述第一頻域序列中對應的點相乘；對於第二類點，則直接將0 作為所述第二類點與所述第一頻域序列中對應的點相乘的結果。
10. 如權利要求8所述的多載波分離裝置，其特徵在於， 所述重疊相加單元，在進行所述對應相加時，進一步跳過第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對應相力口，直接採用當前時域數據序列中對應的點 作為第三類點與當前時域數據序列中對應的點的對應相加結果，其中，所述第 三類點是所述前一個時域序列的後N-L個點中對應於補零部分的點。
11. 如權利要求8所述的多載波分離裝置，其特徵在於，所述低通濾波器 為有限長衝激響應等波紋低通濾波器。
全文摘要
本發明提供了一種多載波分離的方法及多載波分離裝置。所述方法採用頻域的循環移位實現了數字混頻，通過基於FFT的循環卷積等效實現了線性塊卷積，進而通過在頻域與低頻窗相乘實現了低通濾波；同時，所述方法還採用其它多種減少單位樣點計算量的手段，極大地降低了多載波分離的計算量，節約了硬體資源，降低了硬體成本。
文檔編號H04L27/26GK101478525SQ200910077939
公開日2009年7月8日 申請日期2009年2月4日 優先權日2009年2月4日
發明者林 何, 李玉寶 申請人:北京天碁科技有限公司