低串擾高頻傳輸的差分對微帶線的製作方法

2023-06-16 06:50:51

低串擾高頻傳輸的差分對微帶線的製作方法
【專利摘要】本實用新型提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其包括:一第一微帶線，其用於傳輸一第一傳輸信號，該第一微帶線具有周期性排列的多個凹槽；以及一第二微帶線，其平行該第一微帶線，且用以傳輸一第二傳輸信號，該第二傳輸信號與該第一傳輸信號是相位差為180°的互補信號，該第二微帶線具有周期性排列的多個凹槽；其中，該多個凹槽以亞波長的方式，周期地排列於該第一微帶線的外側、以及該第二微帶線的外側，該亞波長的方式為該多個凹槽的周期排列長度，小於該傳輸的第一傳輸信號以及第二傳輸信號的波長，該多個凹槽提供增強電磁波的亞波長約束。
【專利說明】低串擾高頻傳輸的差分對微帶線
【技術領域】
[0001]本實用新型涉及一種傳輸線，特別是一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線。
【背景技術】
[0002]近年來，在數字系統中，隨著信號傳輸率的提升與電子的外型尺寸愈來愈小，電子線路的設置也愈來愈密集，因此，線路間串擾的現象也愈來愈嚴重。所謂的串擾(crosstalk)起因於信號在傳輸信道傳輸時，因電磁稱合而對相鄰近的傳輸線產生影響，且在被幹擾的傳輸在線產生耦合電壓與耦合電流。串擾過大將會影響到系統運作的效率，甚致引起電路誤觸發，進而使系統無法正常工作。此外，於主板或高速電路中，若碰到電子線路需根據實際設計轉彎時，常以增加微帶線間的間隔或增加數位訊號上升與下降時間來抑制串擾，但仍無法有效解決串擾問題。
[0003]鑑於傳統的方法並無有效解決線路間的串擾問題，因此亟需提出一種新穎的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，可用於抑制串擾的發生、以及降低差模轉共模的轉換效應。
實用新型內容
[0004]本實用新型主要是利用傳輸信號的微帶線，存在信號時，其表面電流主要分布於微帶線的邊緣，即導帶的邊緣存在極高的電流密度。如果在微帶線的邊緣刻蝕亞波長周期波紋，將邊緣電流引入凹槽形成近似閉合迴路，則有利於提升電路本身的自感，並將磁場約束於自身導線的附近，有效降低對鄰近電路由於互感所造成的串擾。隨著凹槽內部的結構與深度的不同將對磁場有不同的約束效果。
[0005]在現有技術中微帶電路存在周期結構的目的是用於帶阻濾波，但是由於結構過長往往在實際的電路中不常使用。此外，現有技術中周期結構的另一用途是用於形成合適的R-L架構，用於作為與相鄰電路的耦合。因此本實用新型的概念與上述兩種現有技術中的觀點是有所區別的。從事這類工作的基於對周期結構的這兩種根深蒂固的觀念，要使專業工作人員想到利用周期結構來做信號的傳輸主體是有相當的困難的，此外由於專業人員所使用的電路設計軟體並不支持這類的線路，對於用周期線來做信號線是無法想像的。目前最常用於抑制串擾的做法有兩種，第一種是利用差分線或單端線的多次轉彎來降低串擾，這對於差分對而言，將造成共模信號的增加，不利於導線整體電路的運作。第二種辦法是在鄰近迴路間加入接地線，這會造成兩個明顯的缺陷。第一個迴路的面積就無法有效的縮小，其二是接地線只阻隔電場，對於線間的互感抑制的效果不大。本實用新型用在導體表面刻畫迂迴的路徑，使邊緣電流在這樣的迂迴路徑中形成一個準迴路將磁場做有效約束，抑制互感所造成的串擾。這樣的約束對于越是高頻的信號越是有好的效果。由於周期長度遠小于波長，因此，其工作頻率是遠離帶隙，並且主要的功能是傳輸信號而非反射信號，與濾波器並非相同概念下的應用。適用的領域為高頻微波電路與高速電路，特別在密集的線路中，可以有效隔離信號線間的相互幹擾。差分對主要傳輸互補信號，與單端傳輸線不同的是，它具有較強的抗幹擾能力，但是在使用上，迴路上使用比單端傳輸線所需的信號線數量多的信號線，電路面積就相對會大一些。為了降低電路的面積，將導致差分對將與其他傳輸線間過度靠近，則串擾與差分信號轉變為共模信號的情況變的極為嚴重，有必要脫離使用傳統差分微帶線，用全新概念的傳輸線來替代。在信號的傳輸上，差分對是由兩條傳輸線構成，兩條都傳信號，但是兩條線的信號的相位相差180°，這是與單端傳輸線的一個重大的區別。
[0006]本實用新型的一目的在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其包括:一第一微帶線，其用於傳輸一第一傳輸信號，該第一微帶線具有周期性排列的多個凹槽；以及一第二微帶線，其平行於該第一微帶線，且用以傳輸一第二傳輸信號，該第二傳輸信號與該第一傳輸信號是相位差為180°的互補信號，該第二微帶線具有周期性排列的多個凹槽；其中，該多個凹槽以亞波長的方式，周期地排列於該第一微帶線的外側以及該第二微帶線的外側，該亞波長的方式為該多個凹槽的排列周期長度，小於傳輸的該第一傳輸信號以及該第二傳輸信號的波長，該多個凹槽提供增強電磁波的亞波長約束。
[0007]本實用新型的另一目的在於其更含有:一第一埠，其為該第一微帶線與該第二微帶線輸入互補信號的埠 ；以及一第二埠，其為該第一微帶線與該第二微帶線輸出互補信號的埠 ；其中沿著微帶線邊緣排列的多個該凹槽，用於當由該第一埠傳輸互補信號至該第二埠時，降低差模轉共模的轉換效應。其中，多個該凹槽，其用於當由該第一埠傳輸互補信號至該第二埠時，降低與相鄰近的一單一微帶線或一差分對的能量串擾效應。
[0008]其中，該多個凹槽，以亞波長的排列方式，更包含有:對稱於該第一微帶線的外側的多個該凹槽，而且周期地排列於該第一微帶線的內側；以及對稱於該第二微帶線的外側的多個該凹槽，而且周期地排列於該第二微帶線的內側。
[0009]本實用新型所達到的功效在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，用以解決高速電路中的串擾與共模轉換效應的問題，並提升信號傳輸質量與縮小電路板尺寸。
[0010]本實用新型所達到的另一功效在於提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線結構，具有亞波長尺寸的周期性凹槽，且凹槽的形狀與大小可根據實際設計作相對應的調整，進而以人工表面電漿極化子的模式對凹槽微帶在線的電磁能形成高度束縛。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0011]圖1為亞波長周期結構外側開口凹槽式差分對的示意圖；
[0012]圖2為亞波長周期結構外側開口凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖；
[0013]圖3為外側開口凹槽式差分對中信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰傳統差分對的串擾Sdd41不意圖；
[0014]圖4為外側開口凹槽式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Sm121示意圖；
[0015]圖5為亞波長周期結構外側髮夾式差分對整體的示意圖；
[0016]圖6為亞波長周期結構外側髮夾式差分對細節的示意圖；
[0017]圖7為亞波長周期結構外側髮夾式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖；[0018]圖8為外側髮夾式差分對中信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰傳統差分對的串擾Sdd4I不意圖;
[0019]圖9為外側髮夾式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Sm121示意圖；
[0020]圖10為亞波長周期結構外側凹槽式差分對的示意圖；
[0021]圖11為亞波長周期結構外側凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖；
[0022]圖12為外側凹槽式差分對中信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰傳統差分對的串擾Sdd41不意圖；
[0023]圖13為外側凹槽式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Sm121示意圖；
[0024]圖14為亞波長周期結構雙側開口凹槽式差分對的示意圖；
[0025]圖15為亞波長周期結構雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對的耦合電路的示意圖；
[0026]圖16為雙側開口凹槽式差分對中信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰傳統差分對的串擾Sdd41不意圖；
[0027]圖17為雙側開口凹槽式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Sed21示意圖；
[0028]圖18為亞波長周期結構雙側凹槽式差分對的示意圖；
[0029]圖19為亞波長周期結構雙側凹槽式差分對與單端微帶線耦合電路的示意圖；
[0030]圖20為亞波長周期雙側凹槽式差分對中信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰單端微帶線的串擾Ssd41示意圖。
[0031]圖21為亞波長周期雙側凹槽式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Scd21示意圖；
[0032]圖22為亞波長周期結構雙側髮夾式差分對整體的示意圖；
[0033]圖23為亞波長周期結構雙側髮夾式差分對細節的示意圖；
[0034]圖24為亞波長周期結構雙側髮夾式差分對與單端微帶線耦合電路的示意圖；
[0035]圖25為周期雙側髮夾式差分對信號的傳輸能力Sdd21及差分對與相鄰單端微帶線的串擾Ssd41不意圖；
[0036]圖26為周期雙側髮夾式差分對中差分模信號與共模信號的轉換效果Sm121示意圖。
[0037]附圖標記說明:11_第一微帶線；12-第二微帶線；13-第一埠 ；14_第二埠 ；15-矩形凹體；16_矩形凸體；17_第一延伸部；18_第二延伸部；20-Z型凸體；21_基板；22-第三埠 ；23_第四埠 ；a、b、d、h、w、wl-尺寸；ε 介電常數。
【具體實施方式】
[0038]本實用新型提供第I實施例外側開口凹槽式差分對，如圖1所示，兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中一條信號是第一微帶線11送入的信號，另一條是第二微帶線12送入的與第一微帶線11送入的信號相位差為180°的信號(兩條為互補的信號)，外側開口凹槽式差分對的結構中該多個凹槽的結構，為一矩形凹體15，結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，並於每一個凹槽的開口處，一該矩形凸體16具有向該凹槽中央平行延伸的二個第一延伸部17。
[0039]微帶線的寬度是W，兩條微帶線的間隔是W1，兩條微帶線的金屬的厚度是t，基板21的厚度為h，周期微帶線的周期長度是d，周期微帶線的槽深是b，基板21介質的介電常數是％，當這傳統光滑無凹槽的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在鄰近另一條微帶線或差分對產生串擾，為了證明這種亞波長周期差分對能夠抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮以圖2的耦合電路結構進行數值分析。
[0040]如圖2所示，是由一組亞波長周期開口凹槽、第一微帶線11以及第二微帶線12組成的差分對與另一傳統差分對(各自微帶線的寬度為W4)所組成的耦合電路。差分信號由第一埠 13輸入,分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠13輸入，分析第四埠 23的輸出，可以了解差分對與鄰近傳統差分對間的串擾。第一組差分對與第二組差分對微帶線的間隔是《2，差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數(S參數即耦合電路的散射參數，用於評估被測設備反射信號和傳送信號的性能。)表不是Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入，由傳統差分對的第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示是Sdd41，差分對信號由第一埠 13進入。由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示為Sed21，其中傳統(conventional)全部光滑的兩組差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，而本實施例一組為亞波長周期結構差分對，另一組為傳統差分對的傳輸與串擾的效果用虛線表示。如圖3以及圖4所示，模擬的參數:w = W1=w2 = W3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用中頻PCB板材R04003材料,金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。圖2中，第一埠 13處兩條微帶線輸入互補的差分信號；第二埠14為差分對的接收端、第三埠 22表示傳統差分對的近端、第四埠 23表示傳統差分對的遠端，其中圖3的Sdd21表不差分對的信號傳輸能力，Sdd41表不差分對與相鄰另一差分對的串擾，其中圖4的Sed21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
[0041]第I實施例兩組均為傳統差分對的結果如圖3、圖4的實線所示。如圖3所示，傳統差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21.在200MHz的頻率下Sdd21=-0.08821dB，在頻率12GHz下Sdd21=-2.32492dB。如圖3所示，傳統差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41,在 200MHz 頻率下 Sdd41=-48.55245dB, 12GHz 頻率下 Sdd41=-9.38157dB。如圖 4 所示，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，在12GHzScd21=-12.37439dB。
[0042]第I實施例一組為亞波長周期外側開口凹槽式差分對而另一組為傳統差分對的結果，如圖3、圖4的虛線所示。如圖3所示，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21，在200MHz的頻率下Sdd21=-0.07573dB,在頻率12GHz下Sdd21=-L 21404dB。如圖3所示，差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41，在200MHz頻率下Sdd41=-60.6408dB，在12GHz頻率下Sdd41=-29.62501dB，而頻率 IGHz 到 IOGHz 區間的串擾最大值為 5.1GHz 下 Sdd41=-34.538dB。如圖4所示，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Scd21，在 12GHz 頻率下 Scd21=-27.66008dB。
[0043]第I實施例外側開口凹槽式差分對與傳統差分對兩者的綜合比較結果如圖3、圖4所示。如圖3所示，在12GHz頻率下傳統的差分對Sdd21=-2.32492dB,亞波長周期差分對Sdd21=-L 21404dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖3所示，在12GHz頻率下兩段傳統的差分對之間的串擾Sdd41=_9.38157dB,亞波長周期差分對Sdd41=_29.62501dB,串擾明顯地獲得抑制。如圖4所示，在12GHz頻率傳統的差分對差模轉共模的效應12GHz頻率時Sm121=-U.37439dB,亞波長周期差分對Sed21=_27.66008dB,差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖3是圖2耦合電路的S參數計算結果。考慮圖三的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz頻率下是-0.08821dB，在12GHz頻率下是_2.32492dB。亞波長周期外側開口凹槽式差分對的Sdd21用虛線表示，在200MHz頻率下是-0.07573dB，在12GHz頻率下是-1.21404dB，顯然亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期外側開口凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在12GHz頻率時傳統差分結構對於另一傳統差分對的串擾Sdd41為-9.38157dB,而亞波長周期外側開口凹槽式差分對與傳統差分對的串擾Sdd41隻為-29.62501dB,亞波長周期外側開口凹槽式差分對具有明顯的抗串擾效果。圖4是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長周期外側開口凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz頻率下是Sed21=-12.37439dB,而亞波長周期外側開口凹槽式差分對的差模轉共模信號的效應則只有Sed21=-27.66008dB，顯然存在亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0044]本實用新型提供第2實施例:亞波長周期外側髮夾差分對，如圖5所示，兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中一條信號是第一微帶線11送入的信號，另一條是同一差分對的第二微帶線12送入與第一微帶線11送入的信號相位差為180°的信號(兩條為互補的信號)，外側髮夾差分對結構為多個Z型凸體20呈連續周期性的結構，該多個Z型凸體20，具有一第一延伸部17，其於每一個該凹槽的開口處，向該凹槽中央平行延伸；以及一第二延伸部18，其於每一該Z型凸體20中段處，向該凹槽中央平行延伸；其中，該第一延伸部17與該第二延伸部18的延伸方向相反。
[0045]微帶線的寬度:w，兩條微帶線的間隔:Wl，金屬的厚度:t，基板21的厚度為:h，周期微帶線的周期長度:d，周期微帶線的槽深:b，基板21介質的介電常數:、，其他結構參數a1; a2(外開口槽的寬度)，a3(內開口槽的寬度)，h(金屬細條的寬度)，b2(金屬細條的間隔)。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾效應。為了證明這種亞波長周期差分對能夠抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮對圖7的耦合電路結構進行數值分析。圖7是一組亞波長周期髮夾式差分對與傳統差分對所組成的耦合電路。差分信號由第一埠 13輸入，分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠 13輸入。分析第四埠 23的輸出可以了解差分對與傳統差分對的間的串擾。兩組差分對的邊緣間隔:W2，差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示=Sm121，其中傳統(conventional)全部為光滑的差分對間的傳輸與串擾的效果用實線表示，亞波長周期結構差分對的傳輸與串擾的效果用虛線表示。模擬的參數:w = W1 = W2 = W3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為10cm，基板21用中頻PCB板材R04003材料，金屬膜厚度t=0.0175mm，板厚h=0.508mm,槽深b = 0.6w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。圖7中，在第一埠 13的兩條微帶輸入互補的差分信號，第二埠 14為差分對的接收端，第三埠 22是傳統差分對的近端，第四埠 23表示傳統差分對的遠端。圖8中，模擬的參數:w=W1 = W2 = W3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料,金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚 h = 0.508mm,槽深 b = 0.6w,,周期長度 d=l.0mm,分析的範圍由 200MHz到12GHz，Sdd21表示信號的傳輸能力，Sdd41表示亞波長周期差分對與傳統差分對的串擾。圖9中，模擬的參數:w = W1 = w2 = w3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用中頻PCB板材R04003材料,金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz，Sed21表示差分模信號與共模信號的轉換效果O
[0046]第2實施例兩組傳統差分對的耦合電路的結果如圖8、圖9實線所示。如圖8所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21 ο在 200MHz 的頻率下 Sdd21=-0.08821dB,在頻率 12GHz 下 Sdd21=_2.32492dB。如圖 8 所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41,在 200MHz 頻率下 Sdd41=-48.55245dB, 12GHz 頻率下 Sdd41=-9.38157dB。如圖 9 所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，在頻率為 12GHz 時 Scd21=-12.37439dB。
[0047]第2實施例一組為亞波長周期外側髮夾差分對而另一組為傳統差分對的結果，如圖8、圖9的虛線所示。
[0048]如圖8的虛線所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd210在200MHz的頻率下Sdd21=-0.09344dB,在頻率12GHz下Sdd21=-L 20989dB。如圖8所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41，在200MHz頻率下Sdd41=_63.57423dB, 12GHz頻率下Sdd41=-33.33179dB。如圖9所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示=Sed21，在12GHz頻率下Sed21=-35.91338dB。
[0049]第2實施例傳統差分對與亞波長周期外側髮夾差分對的比較結果，如圖8、圖9所示。如圖8所示，其中，在12GHz頻率下兩組均為傳統差分對的Sdd21=-2.32492dB，亞波長周期差分對Sdd21=-L 20989dB。傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖8所示，其中，在12GHz頻率下傳統的差分對與另一傳統差分對的串擾Sdd41=-9.38157dB，亞波長周期差分對對傳統差分對的串擾Sdd41=-33.33179dB,串擾明顯地獲得抑制。如圖9所示，其中，在頻率為12GHz時傳統的差分對差模轉共模的效應Sed21=-12.37439dB，亞波長周期差分對的Sed21=-35.91338dB,差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖8是圖7耦合電路的S參數計算結果。考慮圖8的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz頻率下是-0.08821dB，在12GHz頻率下是_2.32492dB。亞波長周期外側髮夾差分對的Sdd21用虛線表示，在200MHz頻率下是-0.09344dB，在12GHz頻率下是_1.20989dB。在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力。然而隨著頻率的升高，亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期外側髮夾差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯。在12GHz頻率時傳統差分結構對於另一傳統差分對的串擾Sdd41為-9.38157dB。
[0050]而亞波長周期外側髮夾差分對與另一傳統差分對的串擾Sdd41隻為-33.33179dB，具有明顯的抗串擾效果。圖9是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯，然而差分對如果刻有亞波長周期外側髮夾式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果，傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz頻率下是-12.37439dB，而亞波長周期外側髮夾差分對的差模轉共模信號的效應則只有-35.91338dB，顯然存在亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0051]本實用新型提供第3實施例外側凹槽差分對，如圖10所示，兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中第一微帶線11送入信號，第二微帶線12送入與第一微帶線11送入的信號相位差為180°的信號(兩條為互補的信號)，外側凹槽差分對結構中，該多個凹槽的結構，為一矩形凹體15結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，相鄰該矩形凸體16的間距，為該多個凹槽的周期排列長度。微帶線的寬度:《，兩條微帶線的間隔:Wl，金屬的厚度:t，基板21的厚度為:h，周期微帶線的周期長度:d，周期微帶線的槽深:b，基板21介質的介電常數:L，當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。
[0052]為了證明這種亞波長周期差分對具有抑制與相鄰微帶線或差分對間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮對圖11的耦合電路結構進行數值分析，圖11是一組亞波長周期外側凹槽差分對與傳統差分對所組成的耦合電路，差分信號由第一埠13輸入，分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠 13輸入,分析第四埠 23的輸出，可以了解差分對與鄰近傳統差分對間的串擾。如圖11所示，亞波長周期微帶線與傳統差分對的邊緣間隔:w2，差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41，差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，其中傳統(conventional)兩對全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，亞波長周期結構差分對的傳輸能力和與傳統差分對間的串擾效果用虛線表示，模擬的參數:w = W1 = W2 = W3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,周期長度d=l.0mm，分析的頻率範圍由200MHz到12GHz，第一埠 13是差分對的兩條微帶線輸入互補的差分信號的埠，第二埠 14為差分對的接收端，第三埠 22表示傳統差分對的近端，第四埠 23表示傳統差分對的遠端。圖12所示,模擬的參數=W = W1 = w2 = W3=W4=L 2mm,微帶線的總長度為10cm，基板21用R04003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。Sd(m表不信號的傳輸能力，Sdd41表不差分對與相鄰傳統差分對的串擾。圖13所不,模擬的參數:w = W1 = w2 = w3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料,金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.6w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。Scd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
[0053]本實用新型提供第3實施例兩對傳統差分對耦合電路的結果如圖12、圖13實線所示。如圖12所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21.在 200MHz 的頻率下 Sdd21=-0.08821dB,在 12GHz 頻率下 Sdd21=_2.32492dB。如圖12所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由 S 參數表示:Sdd41,在 200MHz 頻率下 Sdd41=-48.55245dB, 12GHz 下 Sdd41=_9.38157dB。如圖13所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S 參數表示:Scd21，在 12GHz 頻率下 Scd21=-12.37439dB。
[0054]本實用新型提供第3實施例外側凹槽差分對與傳統差分對構成的耦合電路的結果如圖12、圖13的虛線所示。如圖12所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示=Sdd210在200MHz的頻率下Sdd21=-0.07265dB,在頻率12GHz下Sdd21=-L 14271dB。如圖12所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41,在200MHz的頻率下Sdd41=_61.53771dB,在12GHz的頻率下Sdd41=-36.11641dB，而頻率IGHz到IOGHz區間的串擾最大值為5.36GHz的頻率下Sdd41=-32.2849dB。如圖13所示，其中差分對信號由第一埠 13進入，由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，在12GHz的頻率下Sed21=-19.69095dB。
[0055]本實用新型提供第3實施例外側凹槽差分對與傳統差分對的比較結果，如圖12、圖13所示。如圖12所示，其中在12GHz的頻率下傳統的差分對Sdd21=_2.32492dB，亞波長周期差分對Sdd21=-L 14271dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖12所示，其中在12GHz的頻率下兩對傳統的差分對間的串擾Sdd41=-9.38157dB,亞波長周期差分對與傳統差分對的串擾Sdd41=-36.11641dB，串擾現象明顯地獲得抑制。如圖13所示，其中在12GHz的頻率下傳統的差分對差模轉共模的效應Sed21=-12.37439dB，亞波長周期差分對的差模轉共模效應Sed21=-19.69095dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖12是圖11的耦合電路的S參數計算結果。考慮圖12的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz的頻率下是-0.08821dB，在12GHz的頻率下是-2.32492dB。亞波長周期外側凹槽差分對的Sdd21用虛線表示，在200MHz的頻率下是-0.07265dB,在12GHz的頻率下是-1.14271dB。在較低頻的情況下亞波長周期差分對有略優的傳輸能力，而且隨著頻率的升高，亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期外側凹槽差分對對於鄰近微帶線或傳統光滑差分對顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在頻率為12GHz時傳統差分結構對於另一傳統差分對的串擾Sdd41為-9.38157dB，而亞波長周期外側凹槽差分對與傳統差分對的串擾Sdd41隻為-36.11641dB，具有明顯的抗串擾效果。圖13是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長周期外側凹槽波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz頻率下是Sed21=-12.37439dB，而亞波長周期外側凹槽差分對的差模轉共模信號的效應則只有Sed21=-19.69095dB，顯然存在亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0056]本實用新型提供第4實施例雙側開口凹槽式差分對，如圖14、圖15所示。兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中一條是第一條微帶線11送入信號，另一條是第二條微帶線12送入與第一條微帶線11送入的信號相位差為180°的信號(兩條為互補的信號)，雙側開口凹槽式差分對的結構中，該多個凹槽的結構，為一矩形凹體15，結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，並於每一個凹槽的開口處，一該矩形凸體16具有向該凹槽中央平行延伸的二個第一延伸部17，微帶線的寬度是《，兩條微帶線的間隔是W1，兩條微帶線的金屬的厚度是t，基板21的厚度為h，周期微帶線的周期長度是d，周期微帶線的槽深是b，基板21介質的介電常數是ε r,當這傳統光滑無凹槽的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對上產生串擾，為了證明這種亞波長周期差分對能夠抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖15的耦合電路結構進行數值分析。
[0057]如圖15所示，是一組亞波長周期雙側開口凹槽，第一微帶線11以及第二微帶線12與傳統差分對所組成的耦合電路。差分信號由第一埠 13輸入，分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠 13輸入，分析第四埠 23的輸出可以了解差分對與鄰近傳統差分對的間的串擾。傳統差分對與第二條微帶線12邊緣的間隔是W2，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不是Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示是Sdd41，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表不為Scid21,其中傳統(conventional)全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，亞波長周期結構差分對的傳輸與串擾的效果用虛線表示。如圖16以及圖17所示，模擬的參數=W1 = W2 = W3 = W4=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料,金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,兩邊的槽深各為b = 0.3w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。圖15中，第一埠 13是兩條微帶線輸入互補的差分信號；第二埠 14為差分對的接收端、第三埠 22表示傳統差分對的近端、第四埠 23表示傳統差分對的遠端，其中圖16的Sdd21表不信號的傳輸能力，Sdd41表不差分對與相鄰傳統差分對的串擾，其中圖17的Sed21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
[0058]第4實施例兩組差分對均為傳統差分對的結果如圖16、圖17的實線所示。如圖16所不,其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21。在 200MHz 的頻率下 Sdd21=-0.08821dB，在頻率 12GHz 下 Sdd21=_2.32492dB。如圖 16 所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Sdd41，在 200MHz 頻率下 Sdd41=-48.55245dB, 12GHz 頻率下 Sdd41=-9.38157dB。如圖 17所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示=Scd21,在頻率為 12GHz 時 Scd21=-12.37439dB。
[0059]第4實施例亞波長雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對耦合電路的結果如圖16、圖17的虛線所示。如圖16所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示=Sdd210在200MHz的頻率下Sdd21=-0.07977dB,在頻率12GHz下Sdd21=-L OOOldB0如圖16所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由傳統差分對第四埠23輸出的串擾效果由S參數表示=Sdd41，在200MHz頻率下Sdd41=_49.2638dB,在12GHz頻率下Sdd41=-30.72547dB，而 IGHz 到 IOGHz 頻率區間的串擾最大值為 5.26GHz 下 Sdd41=_24.5046dB。如圖17所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出差模轉共模的效應由S 參數表示:Scd21,在頻率為 12GHz 時 Scd21=-28.37445dB。
[0060]第4實施例亞波長雙側開口凹槽式差分對與傳統差分對的的比較結果如圖16、圖17所示。如圖16所示，其中在頻率為12GHz時傳統的差分對Sdd21=_2.32492dB，亞波長周期差分對Sdd21=-LOOOldB,傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖16所示，其中在12GHz頻率下傳統的差分對與另一傳統差分對的間的串擾Sdd41=-9.38157dB，亞波長周期差分對與傳統差分對之間的串擾Sdd41=-30.72547dB,串擾現象明顯地獲得抑制。如圖17所示，其中在頻率為12GHz傳統的差分對差模轉共模的效應Sed21=-12.37439dB,亞波長周期差分對Sed21=-28.37445dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖16是圖15耦合電路的S參數計算結果。考慮圖16的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz頻率下是-0.08821dB,在12GHz頻率下是_2.32492dB。亞波長周期雙側開口凹槽式差分對的Sdd21用虛線表示，在頻率為200MHz是-0.07977dB，在頻率為12GHz是-1.0OOldB。顯然亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期雙側開口凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在頻率為12GHz時傳統差分結構對於另一傳統差分結構的串擾Sdd41為-9.38157dB，而亞波長周期雙側開口凹槽式差分對與傳統差分結構的串擾Sdd41隻為-30.72547dB，亞波長周期雙側開口凹槽式差分對具有明顯的抗串擾效果。圖17是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長周期雙側開口凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在頻率為12GHz時是Sed21=-12.37439dB，而亞波長周期雙側開口凹槽式差分對的差模轉共模信號的效應則只有Sed21=-28.37445dB，顯然存在亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0061]第5實施例亞波長周期雙側凹槽式差分對，如圖18所示，兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中一條是第一微帶線11送入信號，另一條是第二條微帶線12送入相位差為180°信號(兩條為互補的信號)，雙側凹槽差分對結構中，該多個凹槽的結構，為一矩形凹體15結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，相鄰的該矩形凸體16的間距，為這些凹槽的周期排列長度。微帶線的寬度:W，兩條微帶線的間隔:Wl，金屬的厚度:t，基板21的厚度為:h，周期微帶線的周期長度:d，周期微帶線的槽深:b，基板21介質的介電常數:L，槽寬:a。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應，第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾效應。為了證明這種亞波長周期差分對能夠抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮圖19的耦合電路結構進行數值分析，圖19是一組亞波長周期雙側凹槽式差分對與單端微帶線所組成的率禹合電路，差分信號由第一埠 13輸入,分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠 13輸入，分析第四埠 23的輸出，可以了解差分對與鄰近單端微帶線間的串擾。如圖19所示，單端微帶線與差分對的間隔:w2，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，其中傳統(conventional)全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，亞波長周期結構差分對的傳輸與串擾的效果用虛線表示，模擬的參數:w = W1 = W2 = W3=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.3w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz，第一埠 13由兩條微帶線輸入互補的差分信號，第二埠 14為差分對的接收端，第三埠 22表示單端微帶線的近端，第四埠 23表示單端微帶線的遠端。圖20所示,模擬的參數:w = W1 = w2 = w3=l.2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.3w,周期長度d=l.0mm，分析的頻率範圍由200MHz到12GHz。Sdd21表示信號的傳輸能力，Ssd41表示差分對與相鄰單端微帶線的串擾。圖21所示,模擬的參數:w = W1 = w2 = w3=l.2mm,微帶線的總長度為10cm，基板21用R04003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b=0.3w,周期長度d=l.0mm, d=2a，分析的範圍由200MHz到12GHz。Scd21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
[0062]本實用新型提供第5實施例傳統差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖20、圖21的實線所示。如圖20所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21.在200MHz的頻率下Sdd21=-0.0679dB,在頻率12GHz下Sdd21=-2.36253dB。如圖20所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41，在200MHz頻率下Ssd41=_42.63854dB, 12GHz頻率下Ssd41=-6.55742dB。如圖21所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，在12GHz時Sed21=-12.96263dB。
[0063]本實用新型提供第5實施例雙側凹槽式差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖20、圖21虛線所示。如圖20所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21。在200MHz的頻率下Sdd21=-0.10201dB，在頻率12GHzTSdd21=-L 18541dB。如圖20所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41，在200MHz下Ssd41=_42.82679dB, 12GHz頻率下Ssd41=-13.93195dB。如圖21所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示=Sed21，在頻率為12GHz時Sed21=-23.28997dB。
[0064]本實用新型提供第5實施例雙側凹槽式差分對與單端微帶線的比較結果，如圖20、圖21所示。如圖20所示，其中在頻率為12GHz時傳統的差分對Sdd21=_2.36253dB，亞波長周期差分對Sdd21=-L 18541dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖20所示，其中在頻率為12GHz時傳統的差分對與單端微帶線的串擾Ssd41=-6.55742dB，亞波長周期差分對35(141=-13.93195dB,串擾明顯地獲得抑制。如圖21所示，其中在頻率為12GHz時傳統的差分對差模轉共模的效應Sed21=_12.96263dB,亞波長周期差分對的Sed21=_23.28997dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖20是圖19耦合電路的S參數計算結果。考慮圖20的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz頻率下是-0.0679dB，在12GHz頻率下是-2.36253dB。亞波長周期雙側凹槽式差分對的Sdd21用虛線表示，在頻率為200MHz時是-0.10201dB，在頻率為12GHz時是-1.18541dB。在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力，然而隨著頻率的升高，亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期雙側凹槽式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在頻率為12GHz時傳統差分結構對於單端微帶線的串擾Ssd41為-6.55742dB，而亞波長周期雙側凹槽式差分對與單端微帶線的串擾Ssd41隻為-13.93195dB，具有明顯的抗串擾效果。圖21是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長周期雙側凹槽式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz頻率下是Sed21=-12.96263dB，而亞波長周期雙側凹槽式差分對的差模轉共模信號的效應則只有Sed21=-23.28997dB。顯然，亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0065]本實用新型提供第6實施例亞波長周期雙側髮夾式差分對，如圖22所示，兩條亞波長周期微帶線構成一個差分對，信號由第一埠 13輸入，由第二埠 14輸出，其中一條是第一條微帶線11送入的信號，另一條是第二條微帶線12送入的與第一條微帶線11送入的信號相位差為180°的信號(兩條為互補的信號)，雙側髮夾差分對結構是多個Z型凸體20呈連續周期性的結構，該多個Z型凸體20，具有一第一延伸部17，其於每一個該凹槽的開口處，向該凹槽中央平行延伸；以及一第二延伸部18，其於每一該Z型凸體20中段處，向該凹槽中央平行延伸；其中，該第一延伸部17及該第二延伸部18的延伸方向相反。微帶線的寬度:《，兩條微帶線的間隔:Wl，金屬的厚度:t，基板21的厚度為:h，周期微帶線的周期長度:山周期微帶線的槽深:b，基板21介質的介電常數:ε P其他結構參數a1; a2 (外開口槽的寬度)，a3(內開口槽的寬度)，h(金屬細條的寬度)，b2(金屬細條的間隔)。當這傳統(光滑)的差分對的旁邊出現單端微帶線或另一組差分對時，存在兩個明顯的效應，第一個效應是由第一埠 13到第二埠 14將出現明顯的差模轉共模的效應。第二個效應是由第一埠 13輸入的互補信號將會在另一條微帶線或差分對產生串擾。為了證明這種亞波長周期差分對具有抑制與相鄰微帶線間的串擾，並能有效降低差模與共模間的轉換效應，可以考慮對圖24的耦合電路結構進行數值分析。圖24是一組亞波長周期髮夾式差分對與單端微帶線所組成的耦合電路。差分信號由第一埠 13輸入，分析第二埠 14的輸出，即可以了解差分對的傳輸能力。由第一埠 13輸入。分析第四埠 23的輸出可以了解差分對與單端微帶線間的串擾。單端微帶線與差分對的間隔:w2，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表不:Sdd21,差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示:Sed21，其中傳統(conventional)全部光滑的差分對的傳輸與串擾的效果用實線表示，亞波長周期結構差分對的傳輸與串擾的效果用虛線表示。模擬的參數:w = W1 = W2 = W3=L 2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.3w,周期長度d=l.0mm,分析的範圍由200MHz到12GHz。圖24中，第一埠 13兩條微帶線輸入互補的差分信號，第二埠 14為差分對的接收端，第三埠 22是單端微帶線的近端，第四埠 23表示單端微帶線的遠端。圖25中，模擬的參數:w = W1 = w2 = w3=l.2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.3w,,周期長度d=l.0mm，分析的頻率範圍由200MHz到12GHz，Sdd21表示信號的傳輸能力，Ssd41表示亞波長周期差分對與單端微帶線的間的串擾，其他參數S1 = 0.1d, a2 = 0.2d, a3 = 0.7d, Id1 =b2 = 0.25bo圖26中，模擬的參數:w = W1 = w2 = w3=l.2mm,微帶線的總長度為IOcm,基板21用R04003的材料，金屬膜厚度t=0.0175mm,板厚h = 0.508mm,槽深b = 0.3w,周期長度d=l.0mm,分析的頻率範圍由200MHz到12GHz，Sed21表示差分模信號與共模信號的轉換效果。
[0066]第6實施例傳統差分對與單端微帶線耦合電路的結果如圖25、圖26實線所示。如圖25所不,其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21 ο 在 200MHz 的頻率下 Sdd21=-0.0679dB，在頻率 12GHz 下 Sdd21=_2.36253dB。如圖 25所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠 23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41,在頻率為 200MHz 下 Ssd41=-42.63854dB，頻率為 12GHz 下 Ssd41=_6.55742dB。如圖26所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由 S 參數表示:Sed21，在頻率為 12GHz 時 Scd21=-12.96263dB。
[0067]第6實施例亞波長周期雙側髮夾式差分對與單端微帶線耦合電路的結果，如圖25、圖26虛線所示。如圖25所示，其中，差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的傳輸能力由S參數表示:Sdd21。在200MHz的頻率下Sdd21=-0.11412dB，在頻率12GHz下Sdd21=-L 1716dB。如圖25所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由單端微帶線第四埠23輸出的串擾效果由S參數表示:Ssd41，在200MHz頻率下Ssd41=_43.8893dB, 12GHz頻率下Ssd41=-23.45903dB。如圖26所示，其中差分對信號由第一埠 13進入由第二埠 14輸出的差模轉共模的效應由S參數表示=Sed21，在頻率為12GHz時Sed21=-36.05781dB。
[0068]第6實施例傳統差分對與亞波長周期雙側髮夾式差分對的比較結果，如圖25、圖26所示。如圖25所示，其中在頻率為12GHz時傳統的差分對的Sdd21=_2.36253dB，而亞波長周期差分對的Sdd21僅下降到-1.1716dB，傳輸能力在高頻信號的情況下有顯著的提升。如圖25所示，其中在12GHz頻率下傳統的差分對與單端微帶線的串擾Ssd41=-6.55742dB，亞波長周期差分對與單端微帶線的串擾則是Ssd41=-23.45903dB,串擾明顯地獲得抑制。如圖26所示，其中在12GHz頻率下傳統的差分對差模轉共模的效應Sed21=-12.96263dB,亞波長周期差分對的Sed21=-36.05781dB，差模轉共模效應獲得抑制。輔助說明:圖25是圖24耦合電路的S參數計算結果。考慮圖25的數值結果，傳統差分對的Sdd21用實線表示，在200MHz頻率下是-0.0679dB，在12GHz頻率下是_2.36253dB。亞波長周期雙側髮夾式差分對的Sdd21用虛線表示，在200MHz頻率下是-0.11412dB，在12GHz頻率下是-1.1716dB。在較低頻的情況下傳統差分對有略優的傳輸能力，然而隨著頻率的升高，亞波長周期結構的傳輸能力更好，對於電磁磁場有較好的約束。由於這種對電磁場強烈的約束，亞波長周期雙側髮夾式差分對對於鄰近微帶線顯然將會有較低的幹擾。隨著頻率的增加串擾越來越明顯，在頻率為12GHz時傳統差分結構對於單端微帶線的串擾Ssd41為-6.55742dB,而亞波長周期雙側髮夾式差分對與單端微帶線的串擾Ssd41隻為-23.45903dB，具有明顯的抗串擾效果。圖26是耦合電路中差模轉共模隨頻率的變化結果。隨著頻率的升高，差模轉共模的效應是越加明顯。然而差分對如果刻有亞波長周期雙側髮夾式波紋則能夠有效地抑制轉換的效果。傳統差分對的差模轉共模信號的效應在12GHz頻率下是Sed21=-12.96263dB，而亞波長周期雙側髮夾式差分對的差模轉共模信號的效應則只有Sed21=-36.05781dB,顯然存在亞波長周期結構可以有效抑制差模對共模的轉換效率。
[0069]本實用新型提供一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，如第4實施例、第5實施例、以及第6實施例，該多個凹槽，以亞波長的排列方式，如圖14、圖18、以及圖22所示，更包含有:對稱於該第一微帶線11的外側的該多個凹槽，而且周期地排列於該第一微帶線11的內側；以及對稱於該第二微帶線12的外側的該多個凹槽，而且周期地排列於該第二微帶線12的內側。其中該第一微帶線11的內側與該第二微帶線12的內側之間的距離，如圖14、圖18、以及圖22所示為Wl。因此第4實施例、第5實施例、以及第6實施例中，第一微帶線11的兩側、以及該第二微帶線12的兩側，沿著微帶線邊緣排列的該多個凹槽，具有且周期地亞波長的排列方式。
[0070]本實用新型提供一種凹槽式差分對結構，如圖10、圖18所示，其中該複數個凹槽的結構，如第3實施例、第5實施例，為一矩形凹體15結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，相鄰該矩形凸體16的間距，為該多個凹槽的周期排列長度。
[0071]本實用新型提供一種開口凹槽式差分對結構，如圖1、圖14所示，其中該複數個凹槽的結構，如第I實施例、第4實施例，為一矩形凹體15結合一矩形凸體16呈連續周期性的結構，並於每一個凹槽的開口處，一該矩形凸體16具有向該凹槽中央平行延伸的二個第一延伸部17。
[0072]本實用新型提供一種髮夾式差分對結構，如圖5、圖22所示，其中該多個凹槽的結構，如第2實施例、第6實施例，為多個Z型凸體20呈連續周期性的結構，於每一個凹槽的開口處，一該Z型凸體20具有向該凹槽中央平行延伸的一第一延伸部17，且於每一 Z型凸體20中段處，具有向該凹槽中央平行延伸的一第二延伸部18，該第一延伸部17及該第二延伸部18的延伸方向相反。
[0073]以上所述，僅記載本實用新型為呈現解決問題所採用的技術手段的較佳實施方式或實施例，並非用來限定本實用新型專利實施的範圍。凡與本實用新型專利申請範圍文義相符，或依本實用新型專利範圍所做的均等變化與修飾，皆為本實用新型專利範圍所涵蓋。
【權利要求】
1.一種低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，包括: 一第一微帶線，其用於傳輸一第一傳輸信號，該第一微帶線具有周期性排列的多個凹槽；以及 一第二微帶線，其平行於該第一微帶線，且用以傳輸一第二傳輸信號，該第二傳輸信號與該第一傳輸信號是相位差為180°的互補信號，該第二微帶線具有周期性排列的多個凹槽； 其中，該多個凹槽以亞波長的方式，周期地排列於該第一微帶線的外側以及該第二微帶線的外側，該亞波長的方式為該多個凹槽的周期排列長度，小於傳輸的該第一傳輸信號以及該第二傳輸信號的波長，該多個凹槽提供增強電磁波的亞波長約束。
2.如權利要求1所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，更含有: 一第一埠，其為該第一微帶線與該第二微帶線輸入互補信號的埠 ；以及 一第二埠，其為該第一微帶線與該第二微帶線輸出互補信號的埠 ； 其中沿著微帶線邊緣排列的多個該凹槽，用於當由該第一埠傳輸互補信號至該第二埠時，降低差模轉共模的轉換效應。
3.如權利要求2所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，該多個凹槽，以亞波長的排列方式，更包含有: 對稱於該第一微帶線的外側的該多個凹槽，而且周期地排列於該第一微帶線的內側；以及 對稱於該第二微帶線的外側的該多個凹槽，而且周期地排列於該第二微帶線的內側。
4.如權利要求3所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，更包括: 一基板，該一第一微帶線以及該第二微帶線，連接於該基板上。
5.如權利要求4所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，該多個凹槽的結構，是一矩形凹體結合一矩形凸體呈連續周期性的結構，相鄰的該矩形凸體的間距，為該多個凹槽的排列周期長度。
6.如權利要求4所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，該多個凹槽的結構，是一矩形凹體結合一矩形凸體呈連續周期性的結構，並於每一個凹槽的開口處，一該矩形凸體具有向該凹槽中央平行延伸的二個第一延伸部。
7.如權利要求4所述的低串擾高頻傳輸的差分對微帶線，其特徵在於，該多個凹槽的結構，為多個Z型凸體呈連續周期性的結構，該多個Z型凸體，包括: 一第一延伸部，其用以於每一個該凹槽的開口處，向該凹槽中央平行延伸；以及 一第二延伸部，其用以於每一該Z型凸體中段處，向每一個該凹槽中央平行延伸； 其中，該第一延伸部及該第二延伸部的延伸方向相反。
【文檔編號】H01P3/08GK203721865SQ201420076812
【公開日】2014年7月16日 申請日期:2014年2月21日 優先權日:2014年2月14日
【發明者】吳家和 申請人:中華大學