正交分頻多任務接收器及方法
2023-06-05 05:35:11
專利名稱：正交分頻多任務接收器及方法
技術領域：
本發明是有關於一種正交分頻多任務(Orthognal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)接收器，特別有關於一種在DVB-T接收器中用以偵測OFDM信號傳輸模式的偵測方法。
背景技術：
正交分頻多任務系統是一多通道的調變系統，使用了相互正交子載波的分頻多任務技術，每一個子載波承載了一低數據率的數字數據流。
在較早使用了分頻多任務技術的多通道系統中，整個可使用的頻寬是被分割成N個頻率不重迭的子通道。每一個子通道均使用分別的數據流進行調變，且共同在頻率上進行多任務處理。雖然各個子載波間在頻譜上不重迭而減低了通道間的相互幹擾，但卻使得頻寬的使用效率較低。在每一個子通道兩側的防護帶(guard band)佔去了有限的頻寬資源。為了避免這種頻寬的浪費，取而代之的是，使用N個重迭但相互正交的子通道，每一個子通道的包德率(baud rate)為1/T，且頻率間距為1/T。由於這種特殊的頻率間距，所有的子通道在數學上成相互正交的關係。如此，可使得接收端仍然可以對所接收的信號進行解調，而不一定要使用非重迭的子通道。另一種讓子通道間成相互正交關係的方法是使每一個子載波在時間間距T之中具有整數個循環。這些正交子載波的調變事實上可視為是反傅立葉轉換(Inverse Fourier Transform)。另外，藉由不連續傅立葉轉換(Discrete Fourier Transform)後再經過低通過濾亦可以產生正交分頻多任務信號。由上述可知，正交分頻多任務處理可以是一種調變技術亦或是多任務處理技術。
在分頻多任務處理的並行傳輸數據中使用不連續傅立葉轉換是由懷恩斯坦(Weinstein)及艾伯特(Ebert)在1971年提出的。在一個數據序列d0、d1、...、dN-1中(每一個dN是一複數符號(symbol)，可以是由一個複數數字調變器所產生，如QAM、PSK等等)，當對2dN的數據序列(2僅做為調整大小比例之用)進行反向不連續傅立葉轉換(IDFT)時，會產生N個複數值Sm(m＝0、1、...、N-1)Sm=2n=0N-1dnexp(j2nmN)=2n=0N-1dnexp(j2fntm)[m=0,1,...N-1]......(2.1)]]>其中，fn=nNTs]]>且tm＝mTs..............................(2.2)Ts代表在原始符號中的符號間隔。將(2.1)式中的實數部分送入一低通濾波器後，可以得到信號y(t)y(t)=2Re{n=0N-1dnexp(j2nTt)},]]>for 0 t T...............(2.3)T等於NTs。信號y(t)即為此正交分頻多任務信號的基頻信號。
在(2.3)式中可以注意到，正交分頻多任務信號的長度為T，且子載波的頻率間隔為1/T，正交分頻多任務處理的符號率為N倍的原始包德率，在此系統中使用了N個正交子載波，且在(2.3)中定義的信號即為基頻的正交分頻多任務信號。
正交分頻多任務處理的主要優點之一是其能有效地對抗常見於移動通訊系統中所發生的多路徑(Multi-path)信號延遲擴散現象。將符號率降低N倍可以等比例地亦降低多路徑信號延遲擴散現象。為了能完全地消除由多路徑信號延遲擴散所造成的符號間幹擾(Inter-SymbolInterference，ISI)，每一個正交分頻多任務符號中都會增加一段「防護時區」(guard time interval)。這個防護時區的長度必需大於可能的多路徑信號延遲擴散的長度，以使得在一個符號中的多路徑信號成份不會對下一個符號產生幹擾。若將此防護時區內的數據位元留白將會使各個載波間不再具有相互正交的關係，導致載波間幹擾(Inter-CarierInterference，ICI)的產生。因此，為了避免這種子載波間的幹擾，正交分頻多任務符號中都會在這個防護時區裡循環性地增加一段重複位元。如此可以確保只要在多路徑信號延遲擴散長度小於防護時區的條件下，這些重複位元永遠在一個快速傅立葉轉換間距中具有整數個循環。
若正交分頻多任務符號是依據(2.3)式來產生，這個信號的能量頻譜密度會與圖1所示的十分類似。由時相調變所造成的快速時相切換會在能量頻譜密度中導致非常大的邊波(side-lobes)，使得頻譜衰減得非常慢。若增加子載波的數量，頻譜能量便會在一開始快速衰減，但卻更向3-dB臨限頻率的外延伸。為了克服頻譜衰減緩慢的問題，可以使用窗型濾波(windowing)技術來降低邊波的大小。最常使用的窗型濾波函數是「突起餘弦窗」(Raised Cosine Window)函數 此處，Tr是符號間距，由於在突起餘弦窗函數的下降區域中，符號被允許可以有部分重迭，因此Tr被設定得較真正的正交分頻多任務信號的符號周期還短。在加入窗型濾波的作用後，正交分頻多任務信號可以以下列式子表示y(t)=2Re{w(t)n=0N-1dnexp(j2nTt)},]]>for 0 t T值得注意的是，窗型濾波亦可以使用一般的濾波技術來取代用以裁去頻譜邊波。但由於其具有較佳的可控性，窗型濾波還是最佳的選擇。如果使用一般的濾波技術，就還必需額外考慮波動(Ripple)效應的問題。波動效應會使正交分頻多任務信號產生失真，造成對於信號延遲擴散效應的耐受度降低。
基於上述的理論，以下將說明正交分頻多任務符號的產生方法。
首先，將「零」充填至Ns個輸入複數符號中，以取得N個符號進行反向快速傅立葉轉換。經過反向快速傅立葉轉換後所得到的信號即為基頻正交分頻多任務信號。
依據多路徑信號延遲擴散特性來決定所使用的防護時區長度(Tg)。自符號的起始位元開始將一段防護時區長度的位元複製而附加在符號之後。同樣地，自符號的末端取一段防護時區長度的位元複製而增加在符號之前。
將正交分頻多任務信號乘上突起餘弦窗函數以消除在頻寬之外的子載波能量。
經過窗型過濾的正交分頻多任務信號在延遲一個Tr之後加入原先的信號中，使得每一個符號間均有βTr的重迭時區。
正交分頻多任務處理系統的設計與其它一般的系統設計一樣，都存在著有相互衝突而不可兼得的性能要求。以下將說明正交分頻多任務處理系統中最主要的幾個設計參數，這些參數構成了一般正交分頻多任務處理系統的主要規格系統要求的位元率、可用頻寬、BER要求(電能效率)以及通道的RMS延遲擴散。
防護時區由於防護時區中的位元並不帶有數據的意義，因此在正交分頻多任務處理系統中的防護時區通常會造成信號-噪聲比(SNR)的損失。在多路徑延遲擴散特性已知的情況下，防護時區便可直接被決定。一般來說，防護時區的長度必需是多路徑延遲擴散長度的2到4倍。此外，高階的調變方法(如32或64QAM)遠較低階的調變方法(如QPSK)容易受到載波間幹擾的影響。這個因素也必需在決定防護時區長度時做考量。
符號長度
為了減少因防護時區造成的信號-噪聲比損失，符號長度必需設定得遠較防護時區來得長。但增加符號長度卻又使得子載波數量增加而使整個系統更複雜。一般來說，會折中選擇一個至少5倍防護時區長的符號長度，其所造成的信號-噪聲比損失是在可接受的範圍內。
子載波數量在符號長度決定之後，子載波數便可由計算符號長度的倒數而求得子載波的頻率間距，再依據可用頻寬的大小求得子載波數量。
調變及編碼的決定決定調變及編碼方法的第一步就是要決定一個正交分頻多任務符號中需要加載多少個位元。之後，依據能夠適用於此正交分頻多任務符號的輸入數據率、位元錯誤率來選擇一組調變及編碼方法。由於每一個通道均在被假設為是加法性白色高斯噪聲(AWGN)通道，且忽略多路徑延遲擴散的影響，如此簡化了調變及編碼方法的決定。
因此，正交分頻多任務處理系統便極適用於無線通訊中。
如前所述，符號長度的增加將造成子載波間幹擾耐受力的降低。但經過循環前輟(cyclic prefix)的處理以及適當的設計後，子載波間幹擾將可以被完全消除。
除了在通道中的延遲擴散現象外，數字通訊系統中子載波間幹擾亦可能由通道響應曲線的不平整而引起。最典型的例子是用於電話線的雙絞(twister-pair)纜線。這些傳輸線是用以傳輸聲音且其高頻的頻率響應極差。在使用單一載波進行傳輸的系統中，必需使用一均衡器(equalizer)以緩和通道失真的效應。均衡器的電路複雜度是由通道失真的嚴重程度來決定，且通常還會有均衡器非線性表現及誤傳導等問題，而造成額外的麻煩。
相反地，在正交分頻多任務處理系統中，由於每一個子載波的頻寬很小，在一個小頻寬範圍內的通道響應基本上應是較平整的(當然，至少相位響應在一個小頻寬範圍中是線性的)。即使出現了極大的通道失真，一個簡單的均衡器也足夠修正每一個子載波中的失真效應。
子載波調變的使用提高了正交分頻多任務處理系統對通道衰減及失真的耐受度，也使得這種系統能夠在使用通道負載技術下以最高容量進行傳輸。若傳輸通道在與某個子載波相對的頻段上具有一個不良的衰減頻率點，藉由通道估測便可以得知此點的頻率位置，而在此點的變化速度遠低於符號頻率的假設下，專門為此子載波改變調變及編碼方法是可能的，以使得所有子載波都以最高容量進行傳輸。然而，這需要藉由一個有效的通道估測算法來取得相關數據。在單載波的系統中，沒有任何辦法可以改善這種不良衰減點所帶來的效應，而僅能使用特殊的錯誤更正編碼或均衡器。
脈衝型的噪聲通常會在通道中造成爆發性的幹擾噪聲，像是回程路徑的混合光纖同軸線(HFC)、雙絞線或無線通道被大氣現象(如閃電)所影響時。幹擾波的時間長度經常會超過一般數字通訊系統的符號長度。舉例來說，在一個10MBPS的系統中，符號長度是0.1μs，而一個脈衝噪聲的時間長度可達數微秒，如此便會造成一連串爆發性的錯誤，這些錯誤使用一般的錯誤更正編碼是無法消除的。一般都是用複雜的Reed-Solomon碼配合大量的交錯(interleaving)位元來解決這個問題。由於在正交分頻多任務處理系統中使用的符號長度遠大於在單載波系統中所使用的長度，使得脈衝噪聲不易造成符號錯誤，因此正交分頻多任務處理系統對於脈衝噪聲的耐受力極高。如此，在正交分頻多任務處理系統中，是不需要複雜的錯誤控制編碼電路或是位元交錯電路，而簡化了收發器的設計。
頻率分集(frequency diversity)在正交分頻多任務處理系統中極為適用。事實上，在一種稱為MC-CDMA的傳輸系統中(一種正交分頻多任務與分碼多重存取(CDMA)的組合系統)，頻率分集是其先天的特性。
近年來已出現了大量使用正交分頻多任務處理系統的應用，以下將說明其中之一數字影像廣播-電視(DVB-T)系統。
數字影像廣播(DVB)是數位電視經由衛星、纜線或地面無線傳輸進行廣播的標準規格。DVB-T的標準中定義了兩種操作模式，一是使用了1705個子載波的2K模式，另一則是使用了6817個子載波的8K模式。DVB-T採用了QPSK、16-QAM或64-QAM對映法進行調變，並使用了Reed-Solomon外部碼及外部迴旋交錯。此外，亦使用了配合產生器函數的內部迴旋碼，組合了雙層交錯法，用以進行錯誤控制。此種結合編碼的正交分頻多任務系統亦稱的為編碼正交分頻多任務(COFDM)系統。最後，其藉由嚮導子載波(pilot sub-carrier)的使用可以為接下來的解調動作取得參考振幅與相位。使用這些嚮導子載波進行的二維的通道估測可以幫助正交分頻多任務信號的移動接收處理。
2K模式較適用於單發射器及使用有限發射功率的小範圍單頻網絡中。8K模式則同時適用於單發射器及大範圍單頻網絡中。
使用防護時區使得部分的數位訊號僅能做為抗回音幹擾之用而無法承載有效信息，但其卻大大提高了系統對於多路徑幹擾的耐受力。雖然這種長度可以選擇的防護時區造成正交分頻多任務處理系統的傳輸容量降低，但在一定的最大回音延時量下，使用越多的子載波，傳輸容量的損失就越小。不過子載波的數量增加還是會帶來副作用。使用越多的子載波會提高接收器的電路複雜度。
由於正交分頻多任務系統具有抗多路徑幹擾的特性，其可以使一多個發射器重迭的單頻率網絡依然正常操作。在這個重迭的區域中，當接收到兩種同頻率信號時，較弱的一個就如同是回音幹擾信號。然而，如果兩個發射器相距過遠，使得兩個信號間的時間延遲過長時，就必需使用更長的防護時區來抵抗回音幹擾。
在歐洲，數字地面電視的操作環境主要有三種。一是在現有未使用的通道中播放，二是在一小範圍單頻率的網絡中播放，三是在一個大範圍單頻率的網絡中播放。
對於DVB-T系統的研發設計者來說，最主要的挑戰之一是就是要解決在不同操作環境下有不同的最佳系統設計的問題。目前已發展出能夠共享於各種不同操作環境下的2K或8K模式的標準規格。
在DVB-T系統中，防護時區長度Tg與真實數據符號長度Tu之比可為1/32、1/16、1/8及1/4，而Tu的值在2K及8K的傳輸模式下分別為2048及8192。因此，為了能夠將正交分頻多任務信號中所載有的原始數據回復，必須在進行循環前輟移除及不連續快速傅立葉轉換之前得知Tu與Tg的值，使得在DVB-T接收器必需具有傳輸模式偵測的機制。
在美國第6330293號專利中揭露了一種傳輸模式偵測方法。在接收器端，粗調同步器與傳輸模式偵測器連接，並使用粗調自動頻率更正(AFC)電路進行搜尋並辨識接收信號，且繼續對其進行監控。所接收的信號是與延遲了一個有效數據符號長度Tu的信號進行關聯運算(correlation)。這個關聯運算可以不斷地執行，例如可為每一個數據框進行5次。在此關聯運算中，使用多種不同的數據位元長度，端視所需偵測的模式為何。最後，是利用關聯運算結果中的最大值來推算出目前的傳輸模式。此關聯運算可以不斷地重複，直到取得有效的關聯結果為止。
然而，這種僅依賴關聯運算結果的最大值來決定傳輸模式的方法極易受到噪聲的影響。此外，此運算在沒有得到有效結果前必需不斷地被重複，使得此種方法是十分耗時而沒有效率的。
圖2顯示了在美國第2002/0186791號公開申請案所揭露的傳輸模式偵測器。在接收信號中同相(I)與正交相位(Q)的數據位元是送至一輸入端10。這些數據位元是分別送進一2K及8K大小的先前先出(FIFO)內存121及122中。在電路方塊141及142中進行這些數據位元在一個最小防護時區中的移動平均關聯運算，並在電路方塊161及162中量測其運算結果的能量值。在電路方塊141及142中進行的運算是經由將輸入符號與延遲電路121及122輸出的符號相乘，而得到其關聯運算的結果。之後，這些運算結果被加總並計算在一個最小防護時區中的移動平均值。這個最小防護時區的長度等於1/32的快速傅立葉轉換間距(對2K及8K模式來說，分別為64及256)。每一組電路方塊141及161、142及162共同執行一個關聯運算函數，且每一個關聯運算函數中的峰值間距是由符號的總長度加上防護時區長度所決定。如此得到的結果被送至電路方塊181及182進行取樣(即移除部分的數據位元)。經過電路方塊181及182取樣後留存的數據位元則再被送至共振器191-198。每一個共振器具有一共振頻率且此共振頻率是某個傳輸模式及防護時區長度組合條件下的正交分頻多任務符號頻率。一計數器(圖未顯示)則設置於每一個共振器191-198的輸出端，且每一個計數器會在共振器的輸出信號為最大時，向前推進計數。如此，便可對每一個共振器所產生的峰值能量進行比較。在一經過一定數量的數據位元後，可以藉由檢查計數器的計數值而依據具有最大計數值的計數器來決定目前的傳輸模式及防護時區長度。
然而，上述的傳輸模式偵測器所使用的關聯運算函數非常耗時，且提高了電路的複雜度。
發明內容
為了解決上述問題，本發明提供一種更簡單、有效的傳輸模式偵測方法及偵測器，可適用於DVB-T系統中。
本發明的第一目的在於提供一種正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法，包括以下步驟(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)。
本發明的第二目的在於提供一種正交分頻多任務信號的接收方法，包括以下步驟接收一正交分頻多任務射頻信號並將該射頻信號轉換為中頻信號；將該中頻信號轉換為一數位訊號；偵測該數位訊號中的一傳輸模式及防護時區長度，包括以下步驟(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生該數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)；對該數位訊號進行時域及頻域上的數字處理；以及對該數位訊號進行通道解碼及反交錯處理。
本發明的第三目的在於提供一種正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器，藉由以下步驟偵測一正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)。
本發明的第四目的在於提供一種正交分頻多任務接收器，包括一前端電路，接收一正交分頻多任務射頻信號並將該射頻信號轉換為中頻信號；一模擬-數字轉換器，將該中頻信號轉換為一數位訊號；一傳輸模式偵測器，使用以下步驟測得該數位訊號中所使用的一傳輸模式與防護時區長度(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)；一頻域及時域數字處理器，對該數位訊號進行時域及頻域上的數字處理；以及一通道解碼及反交錯器，對該數位訊號進行通道解碼及反交錯處理。
圖1顯示了正交分頻多任務信號的能量頻譜密度；圖2顯示了一傳統傳輸模式偵測器電路；圖3是本發明一實施例中的正交分頻多任務接收器；圖4A至圖4D是本發明一實施例中經由關聯運算電路得到的關聯結果能量曲線；圖5是本發明一實施例中傳輸模式偵測方法的流程圖；圖6是本發明一實施例中搜尋2K或8K模式所使用的詳細步驟流程圖。
符號說明10～輸入端121、122、141、142、161、162、181、182～電路方塊191-198～共振器21～天線22～前端電路23～模擬-數字轉換器24～傳輸模式偵測器25～粗調同步器26～其它時域數字處理器27～頻域數字處理器28～通道解碼及反交錯電路具體實施方式
以下就圖式說明本發明的一種正交分頻多任務接收器、接收方法、傳輸模式偵測方法及傳輸模式偵測器的實施例。
圖3是本發明一實施例中正交分頻多任務接收器的電路方塊圖。正交分頻多任務接收器2包括了一天線21、一前端電路22、一模擬-數字轉換器23、傳輸模式偵測器24、粗調同步器25、其它時域數位訊號處理器26、頻域數位訊號處理器27及通道解碼及反交錯器28。
天線21自一正交分頻多任務發射器(圖未顯示)接收一射頻信號。被天線21接收的射頻信號是一經過正交分頻多任務調變後而載有正交分頻多任務符號的信號。正交分頻多任務接收器2則執行一連串正交分頻多任務信號的接收處理程序。舉例來說，其中的正交分頻多任務符號可以是一個同步符號、一個延遲時間估測符號、一個通道響應計算符號、以及數據符號。
前端電路22通常包括一射頻諧調器將所接收的射頻信號轉換成一中頻(IF band)信號並將其放大後送至模擬-數字轉換器23。
自模擬-數字轉換器輸出的數位訊號r(n)被送至傳輸模式偵測器24以偵測出所接收正交分頻多任務信號所使用的傳輸模式。傳輸模式偵測器24具有一關聯運算電路241及一邊緣偵測器242，用以判斷出目前所使用的傳輸模式。傳輸模式偵測器24將在稍後的段落中進行詳細說明。
在傳輸模式偵測之後，進行時域上的數位訊號處理。為了說明的簡潔，此處特別將一粗調同步器電路25與其它時域信號處理器26分開顯示。因此，自傳輸模式偵測器24輸出的信號將先被送入粗調同步器電路25進行初步的同步化再送入其它時域數位訊號處理器26。
經過時域及頻域的數位訊號處理器26及27之後，中頻的正交分頻多任務信號便被降頻至基頻信號，且進行細調同步、循環前輟的移除、快速傅立葉轉換以及通道的估測與等化。以下將說明循環前輟的移除、信號同步及通道估測。
正交分頻多任務信號在進行快速傅立葉轉換之前必需先將循環前輟移除。循環前輟完全地消除了符號間幹擾現象。循環前輟位於防護時區中，防護時區的長度大於多路徑信號延遲擴散的長度，使得多路徑信號成份不會干擾到下一個符號。在防護時區也可以不加入任何數據位元，但這樣做會產生載波間幹擾。因此，在防護時區中均會以數據位元循環的方式向防護時區中延伸。藉由此法，只要多路徑延遲長度小於防護時區，在符號中循環複製的數據位元在一個傅立葉轉換間距中必定會有整數個循環，便可以消除載波間的幹擾。
至於信號同步，在正交分頻多任務系統中是一大難題。同步的處理通常包含了框偵測(frame detection)、載波頻率偏值估測及修正，或是取樣錯誤修正。
框偵測是用以決定符號的界線以正確地取得一個符號框內的數據位元。由於發射器與接收器之間有載波頻率偏值的存在，每一個數據位元均會有一個未知的相位差ΔfCT，其中T是符號周期，ΔfC為載波頻率偏值。這個未知的相位差在接收器中必需被估測出來並進行補償，否則子載波間的正交關是將被破壞。舉例來說，當載波頻率為5GHz時，振蕩器中石英偏值在100ppm時會造成一個500kHz的差值。若符號周期為3.2μs，相位差即為1.6。
經快速傅立葉轉換後的已同步信號被送至通道估測器。通道估測可以藉由在正交分頻多任務符號的所有子載波中插入嚮導信號或是在每一個符號中都插入嚮導信號來達成。在第一個方法中，已經發展出區塊型嚮導通道估測法，適用於衰減性質較緩慢的通訊通道。即使使用精確的回饋均衡器，這個方法僅能在通道的特性函數變動不快的假設下適用。區塊型嚮導通道估測是以最小平方(LS)或最小均方(MMSE)為基礎。最小均方估測法在信號-噪聲比上，較使用最小平方法有10-15dB的增益值。在第二個方法中，則是發展出了混合型嚮導通道估測法，用以在通道特性極速變化時進行等化的動作。混合型嚮導通道估測法估測了在嚮導頻率上的通道，而再以內插的方式估測通道。
在時域及頻域數位訊號處理之後，正交分頻多任務信號被送至通道解碼及反交錯器28。在DVB-T發射器中，正交分頻多任務信號的產生包括了為達到能量分散目的進行的傳輸多任務修正(Transport MultiplexAdaptation)及隨機化、外部編碼及交錯、內部編碼及交錯、以及信號集對映(signal constellation and mapping)等步驟。因此，為了在接收端能夠將原始信號回復，便必需進行相對的反向步驟。這些反向步驟是於通道解碼及反交錯器28中進行。
最後，由通道解碼及反交錯器28輸出的信號中便可得到載波中的承載的原始數據，如MPEG-2影像數據。
以下將針對傳輸模式偵測器24進行詳細說明。
傳輸模式偵測器24的設計主要是利用了關聯運算(correlation)及邊緣偵測的概念。由於每一個符號的防護時區中的數據位元是該符號中有效數據位元尾端的複製位元，因此可以藉由關聯運算的應用來達成偵測傳輸模式的目的。若將符號中有效數據位元的尾端與防護時區中的數據位元進行關聯運算時，可以得到一個極高的關聯結果。在本實施例中，雖然在一個DVB-T信號中所使用的防護時區長度有很多選擇，但關聯運算電路241僅使用了二個防護時區長度64及256來判斷傳輸模式。因此，在關聯運算電路241輸出的結果信號中，只有在防護時區長度恰為6最小長度(在2K模式中為64，8K模式中為256)時才會出現清楚的峰波。圖4A至圖4D是本實施例中經由關聯運算電路241得到的關聯結果能量信號。從圖中可知，在防護時區長度比為1/4、1/8及1/16時(非最小防護時區長度)，信號中會周期性地出現「高原期」(plateaus)，而非峰波。每個高原期的間距Ts等於傳輸時所使用的有效數據位元長度Tu及防護時區長度Tg之和。邊緣偵測器242便是用以偵測此關聯結果輸出信號的邊緣位置來判斷高原期的產生。當然，在使用邊緣偵測器242時，必需給予一臨限電位值Tv，如圖4A至圖4D中所示。
在多路徑傳輸環境之中，所接收信號中能量的分散將導致關聯運算結果信號中高原期幅值的降低。在這種情況下，使用較小的臨限電位Tv來判斷信號邊緣將可以使邊緣偵測的動作較容易成功。但相對地，如果在一般正常的加法性白色高斯噪聲(AWGN)的傳輸環境下，使用了過低的臨限電位Tv反而會造成邊緣偵測錯誤。為了能讓邊緣偵測器242可以同時適用於各種不同的傳輸環境下，提供了一組可供選擇的臨限電位Tv予邊緣偵測器242使用。
圖5是本實施例中傳輸模式偵測器24所使用的傳輸模式偵測方法的流程圖。傳輸模式偵測器24是由來自系統控制器或粗調同步器25的觸發信號所啟動。
在步驟51中，在一組臨限電位Tv中選擇一個供邊緣偵測器242使用。在第一次執行時，是選擇該組電位中最大。
在步驟52中，傳輸模式偵測器24進行8K模式的目標防護時區長度搜尋(詳細步驟顯示於圖6中，容後再述)。
在步驟53中，若目標防護時區長度成功地被測得且由粗調同步器25確認無誤後，整個傳輸模式的偵測動作便完成；否則進行步驟54。
在步驟54中，傳輸模式偵測器24使用同一個臨限電位值Tv開始進行2K模式的目標防護時區長度搜尋。
在步驟55中，若目標防護時區長度成功地被測得且由粗調同步器25確認無誤後，整個傳輸模式的偵測動作便完成；否則進行步驟56。
在步驟56中，判斷是否該組臨限電位中所有的電位值均已被選擇完畢，若是，則進行步驟57；若否，則再回到步驟51，重新選擇一個新的、較小的臨限電位值進行另一回合的搜尋。
在步驟57中，系統控制器決定傳輸模式的偵測動作是否應結束(可能是由於一預設的搜尋時間已用盡，或是預設的搜尋回合數已到達)。若是，傳輸模式的偵測宣告失敗。若否，則回到步驟51重新再啟動一次傳輸模式偵測流程。
在上述的流中值得注意的是，粗調同步器25可以大略地找出一個正交分頻多任務符號中有效數據位元的起始位置。其亦使用了關聯運算及峰值偵測的方式。此種做法需要有準確的Tu及Tg值才可達到。如果經由傳輸模式偵測器24所得到的Tu及Tg值有誤，粗調同步器25便無法清楚地找出有效數據位元的起始位置。因此，粗調同步器25進一步地確認了傳輸模式偵測器24所得到的Tu與Tg值是否正確。若粗調同步器25無法使用傳輸模式偵測器24所得到的Tu與Tg值定出有效數據位元的起始位置，便會再送出一個觸發信號給傳輸模式偵測器24，以再次啟動傳輸模式偵測流程。
圖6是本發明一實施例中搜尋2K或8K模式所使用的詳細步驟流程圖。
在步驟61中，關聯運算電路241接收正交分頻多任務符號。
在步驟62中，關聯運算電路241開始依下列式子計算關聯結果c(n)c(n)＝c(n-1)+p(n)-p(n-Tg，min)其中，p(n)＝x(n)x*(n-Tu)，Tu在2K搜尋模式時為2048，在8K搜尋模式時為8192，x(n)是正規化(normalization)後的輸入信號，可表示為x(n)＝r(n)/sqrt(Tg，min)，(Tg，min)代表最小防護時區長度，在2K搜尋模式時為64，在8K搜尋模式時為256。將r(n)進行正規化的目的在於使所選擇的臨限電位值Tv可以同時適用於2K及8K的搜尋模式中。
在步驟63中，由系統控制器判斷此次搜尋的時間是否超過一預定時間。若是，則進行步驟64；若否，則進行步驟65。
在步驟64中，一成功旗標(flag)被設定為假(False)，結束此次搜尋而進行另一個搜尋模式。
在步驟65中，在得到關聯結果之後，關聯運算器241開始計算其能量值|c(n)|2。
在步驟66中，邊緣偵測器242開始偵測在上述能量信號|c(n)|2中的邊緣位置，以取得信號中的高原期寬度。
在步驟67中，判斷所測得的高原期是否正確。正確的高原期具有大於一默認值的寬度。若是，則進行步驟68；若否，則回到步驟61繼續重新偵測。
在步驟68中，判斷是否在目前所測得的高原期之前，已有一高原期被測出。若是，進行步驟69；若否，則回到步驟61再偵測下一個高原期。
在步驟69中，量測兩個高原期的間距Ts_est，並將其量化而轉換成最接近的一個正規Ts值。由於Ts＝Tu+Tg，取得Ts後，便可以得到目標的防護時區長度。
在步驟70中，判斷是否在M次重複測得的Ts值均相同，其中M為一默認值。若是，進行步驟71；否則，回到步驟61再重新偵測。
在步驟71中，將成功旗標設定為真(True)，並將所測出的Tu及Tg值輸出至粗調同步器25中。
綜合上述，本發明提供一種正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法與偵測器，其中是使用了關聯運算及邊緣偵測的技術。本發明中的傳輸模式偵測器會依序對DVB-T系統的兩個傳輸模式進行搜尋。在每一個模式的搜尋中，藉由偵測關聯運算輸出信號中正確峰波的下降邊緣及其間距來判斷接收信號中所使用的防護時區長度。用以判斷信號邊緣的臨限值是可變的，因此提高了在不同通訊通道下使用時，偵測傳輸模式的成功機率。
權利要求
1.一種正交分頻多任務信號的接收方法，包括以下步驟接收一正交分頻多任務射頻信號並將該射頻信號轉換為中頻信號；將該中頻信號轉換為一數位訊號；偵測該數位訊號中的一傳輸模式及防護時區長度，包括以下步驟(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生該數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)；對該數位訊號進行時域及頻域上的數字處理；以及對該數位訊號進行通道解碼及反交錯處理。
2.根據權利要求1所述的正交分頻多任務信號的接收方法，其中該組符號長度中具有兩個符號長度供選擇，分別為2048及8192。
3.根據權利要求1所述的正交分頻多任務信號的接收方法，其中在該組臨限值中進行臨限值的選擇時，是依由大到小的順序進行。
4.根據權利要求1所述的正交分頻多任務信號的接收方法，其中當該正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度偵測成功時，在該關聯能量信號中經由邊緣偵測至少測出兩次均大於一默認值的高原期寬度，且經由邊緣偵測也至少測出兩次相同的符號長度。
5.一種正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法，包括以下步驟(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)。
6.根據權利要求5所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法，其中該組符號長度中具有兩個符號長度供選擇，分別為2048及8192。
7.根據權利要求5所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法，其中在該組臨限值中進行臨限值的選擇時，是依由大到小的順序進行。
8.根據權利要求5所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法，其中當該正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度偵測成功時，在該關聯能量信號中經由邊緣偵測至少測出兩次均大於一默認值的高原期寬度，且經由邊緣偵測也至少測出兩次相同的符號長度。
9.一種正交分頻多任務接收器，其特徵在於所述正交分頻多任務接收器包括一前端電路，接收一正交分頻多任務射頻信號並將該射頻信號轉換為中頻信號；一模擬-數字轉換器，將該中頻信號轉換為一數位訊號；一傳輸模式偵測器，使用以下步驟測得該數位訊號中所使用的一傳輸模式與防護時區長度(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)；一頻域及時域數字處理器，對該數位訊號進行時域及頻域上的數字處理；以及一通道解碼及反交錯器，對該數位訊號進行通道解碼及反交錯處理。
10.根據權利要求9所述的正交分頻多任務接收器，其特徵在於該組符號長度中具有兩個符號長度供選擇，分別為2048及8192。
11.根據權利要求9所述的正交分頻多任務接收器，其特徵在於在該組臨限值中進行臨限值的選擇時，是依由大到小的順序進行。
12.根據權利要求9所述的正交分頻多任務接收器，其特徵在於當該正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度偵測成功時，在該關聯能量信號中經由邊緣偵測至少測出兩次均大於一默認值的高原期寬度，且經由邊緣偵測也至少測出兩次相同的符號長度。
13.一種正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器，其特徵在於所述正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器藉由以下步驟偵測一正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度(a)自一組符號長度中選擇一符號長度；(b)自一組臨限值中選擇一臨限值；(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號；(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣；(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度；以及(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)。
14.根據權利要求13所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器，其特徵在於該組符號長度中具有兩個符號長度供選擇，分別為2048及8192。
15.根據權利要求13所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器，其特徵在於在該組臨限值中進行臨限值的選擇時，是依由大到小的順序進行。
16.根據權利要求13所述的正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測器，其特徵在於當該正交分頻多任務信號的傳輸模式與防護時區長度偵測成功時，在該關聯能量信號中經由邊緣偵測至少測出兩次均大於一默認值的高原期寬度，且經由邊緣偵測也至少測出兩次相同的符號長度。
全文摘要
本發明提供一種正交分頻多任務接收器及方法。正交分頻多任務信號的傳輸模式偵測方法包括以下步驟(a)自一組符號長度中選擇一符號長度。(b)自一組臨限值中選擇一臨限值。(c)使用所選擇的符號長度產生一正交分頻多任務數位訊號的關聯能量信號。(d)使用所選擇的臨限值偵測該關聯能量信號的邊緣。(e)當偵測到邊緣時，依據所偵測到的邊緣決定該正交分頻多任務數位訊號所使用的傳輸模式及防護時區長度。(f)當未偵測到邊緣時，判斷是否該組臨限值均已被選擇完畢，若是，則自該組符號長度中選擇另一符號長度而重複步驟(b)、(c)、(d)、(e)及(f)，若否，則自該組臨限值中選擇另一臨限值而重複步驟(c)、(d)、(e)及(f)。
文檔編號H04L27/26GK1551547SQ20041000030
公開日2004年12月1日 申請日期2004年1月5日 優先權日2003年5月8日
發明者崔義明, 劉肖真 申請人:矽統科技股份有限公司