用於am帶內同頻無線接收器的均衡器的製作方法

2023-06-07 02:49:51

專利名稱：：用於am帶內同頻無線接收器的均衡器的製作方法
技術領域：
：本發明涉及無線廣播，更具體而言，涉及在用於帶內同頻數字廣播系統的接收器中對信號進行均衡的方法和裝置。
背景技術：
：AM兼容帶內同頻(IBOC)數字廣播系統在標準AM廣播信道內同時廣播模擬和數位訊號。在美國專利No.5,588,022中描述了一種AMIBOC系統。該廣播信號包括具有第一頻i普的調幅射頻信號。調幅射頻信號包括由模擬節目信號進行調製的第一載波。該信號在包含第一頻鐠的帶寬內還包括多個數字調製載波信號。每個數字調製的載波信號由數位訊號進行調製。第一組數字調製載波信號處在第一頻譜內並與第一栽波信號正交調製。第二和第三組數字調製載波信號處在第一頻鐠外並與第一載波信號進行同相和正交調製。將副載波細分為第一級、第二級和第三級分區。某些副載波是互補副載波。當存在動態信道響應變化時，需要對接收的多載波信號進行均衡。不進行這種均衡的話，將會檢測到失真信號，從而會使數字廣播信號信息不可復原。均衡器增強了數字音頻廣播信號信息的可復原性。在美國專利No.5,559,830;6，292，511;6，295，317;以及6,480,536中，披露了在用於接收AM帶內同頻信號的接收器中的均衡器。在AM兼容數字音頻廣播信號中對於混合第二級和第三級分區使用互補副載波使得與模擬宿主信號形成正交關係。用於第二級分區的現有均衡實現方法需要了解是否將模擬宿主帶寬限制到土5kHz。如果將模擬宿主帶寬限制到土5kHz，則獨立對第二級分區進行均衡，以便更好地解決相鄰信道幹擾。否則，首先將第二分區互補組合，以便消除在該區中的模擬信號。從而，需要一種無需模擬帶寬信息的均衡技術。
發明內容本發明提供了用於對在包括主載波和第一及第二BPSK調製副載波的AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法。該方法包括步驟計算BPSK幅度信號；對BPSK幅度信號進行濾波；對在主載波上接收的復採樣進行濾波；使用濾波BPSK幅度信號和在主載波上接收的濾波復釆樣來計算多個平坦衰落均衡係數；以及將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數。在另一方面，本發明提供了對在AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法，所述方法包括步驟在訓練符號矢量中設置多個訓練符號；對訓練符號矢量進行中值濾波，以生成對訓練符號矢量的中值估計；對訓練符號矢量的中值估計在時間和頻率上進行平滑；使用平滑中值計算多個均衡係數；以及將OFDM符號矢量乘以均衡係數。在又一方面，本發明提供了對在AM帶內同頻無線信號上接收的訓練符號信息的方差進行估計的方法，所述方法包括步驟在訓練符號矢量中設置多個訓練符號；計算訓練符號矢量的局部估計方差的對數；對訓練符號矢量方差的對數在時間和頻率上進行平滑；使用平滑後的方差對數的估計來計算多個信道狀態信息值。本發明還涉及一種對在AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法，所述方法包括步驟將AM帶內同頻無線信號中的第二級和/或第三級分區進行互補組合；計算多個平坦衰落均衡係數，將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數，以生成平坦衰落均衡的OFDM符號矢量；以及計算多個分區均衡係數，並將平坦衰落均衡的OFDM符號矢量乘以分區均衡係數，以生成輸出OFDM符號矢量。此外，還提供了包括有根據上述方法操作的均衡器的接收器。圖1表示AM混合IBOC信號的頻鐠圖。圖2表示AM全數字IBOC信號的頻傳圖。圖3表示AMIBOC接收器的功能框圖。圖4表示用於AMIBOC接收器的數據機的框圖。圖5表示根據本發明構造的平坦衰落均衡器的框圖。圖6表示根據本發明構造的分區均衡器的框圖。具體實施例方式參照附圖，圖1表示AM混合IBOC信號的頻鐠圖。AM混合IBOC波形10包括傳統AM模擬信號12(頻帶限至約土5kHz)，以及在AM信號之下發送的近30kHz寬的數字音頻廣播(DAB)信號14。該頻譜包含在帶寬約30kHz的信道16內。該信道淨皮劃分成中心頻帶18、上頻帶20和下頻帶22。中心頻帶寬約10kHz，包括處在距信道中心頻率f。約士5kHz的頻率。上邊帶從距中心頻率約+5kHz擴展到距中心頻率約+15kHz。下邊帶從距中心頻率約-5kHz擴展到距中心頻率約-15kHz。在本發明的一個實施例中，AM混合IBOCDAB信號格式包括模擬調製載波信號24和間距約181.7Hz的162個OFDM副載波位置，其橫跨中心頻帶和上、下邊帶。在副載波上發送表示音頻或數據信號(節目內容)的編碼數字信息。由於在符號之間具有保護時間，符號速率小於副載波間距。如圖1所示，上邊帶劃分成第一級分區26和第二級分區28，下邊帶劃分成第一級分區30和第二級分區32。在宿主模擬信號的任一邊上的第一級和第二級分區中，以及在第三級分區34中在宿主模擬信號下，發送數位訊號。可認為第三級分區34包括多組副載波，如圖1所示，標記為36，38，40和42。在位置距信道中心較近的第三級分區內的副栽波稱為內副載波，在位置距信道中心較遠的第三級分區內的副載波稱為外副載波。在該示例中，示出在組38和40中的內副載波的功率電平隨著距中心頻率的頻率間距增大而線性減小。在第三級邊帶中其餘各組副栽波36和42具有基本恆定的功率電平。圖1還示出了用於系統控制的兩個參考副載波44和46，它們處在緊鄰模擬調製栽波的第一副載波位置處，並且其功率電平固定在不同於其他邊帶的值處。在頻率f。處的中心栽波24不進行QAM調製，但承載主模擬調幅載波。將同步和控制副載波44和46與該載波正交調製。對處在AM載波任一邊的表示為2至26和-2至-26的位置處的第三級分區的其餘副載波利用QPSK進行調製。典型的副栽波位置通過如圖1所示副栽波索引來標識。處在中心頻率任一邊的位置2至26和-2至-26處的副載波稱為第三級副載波，並且成互補對進行發送，以便調製所得的DAB信號與模擬調製AM信號正交。在AMIBOCDAB系統中使用互補副載波對如美國專利No.5,859,876所示。此外，也將同步和控制副載波44和46調製成互補對。雙邊帶(DSB)模擬AM信號佔用土5kHz區域的帶寬。下和上第三級分區分別佔用從約為0至約為-5kHz和從約為0至約為+5kHz區的子頻帶。這些第三級分區彼此互為負復共軛，具有互補特性。該互補特性保持在模擬與數字第三級信號之間的正交關係，以便在接收器中能夠將它們分開，而現有傳統接收器仍能接收模擬AM信號。第三級分區必須進行互補組合，以便在消除模擬串擾噪聲的同時提取出數位訊號。第二級分區也具有互補特性，以便可以根據幹擾條件和音頻帶寬，獨立地或在互補型組合之後，在接收器處對它們進行處理。獨立地發送第一級分區。圖2表示全數字IBOC信號50的頻鐠圖。相對於如圖1所示的混合格式而言，增大了中心頻帶52副栽波的功率。同樣，處在位置-1和+1處的兩個副載波54和56使用二進位相移鍵控發送定時信息。核心上邊帶58包括在位置2至26處的載波，核心下邊帶60包括在位置-2至-26處的副載波。邊帶58和60形成第一級分區。兩組附加增強副栽波62和64分別佔用位置27至54和-54至-27。組62形成第二級分區，組64形成第三級分區。如圖2所示的全數字格式非常類似於混合格式，除了將AM信號通過延遲數字編碼的調諧和備份版本的節目內容進行替換之外。在混合和全數字格式中，中心頻帶佔用近乎同樣的頻語位置。在全數字格式中，對於結合調諧和備份版本，發送節目內容主版本，存在兩個選項。將全數字系統設計成被約束在信道中心頻率f。的土10kHz範圍內，其中，在f。的土5kHz範圍內發送主音頻信息，而在信道掩碼側向外至土10kHz範圍內以低功率電平發送不太重要的音頻信息。該格式允許信號的大大減弱，而增大了覆蓋面積。全數字系統在土5kHz保護區域範圍內承載數字時間分集調諧和備份信道(假設數字音頻壓縮能夠在所保護的土5kHz範圍內傳遞主和音頻備份信號)。全數字系統的調製特性是基於AMIBOC混合系統。全數字IBOC信號包括在士5kHz區域中的一對第一級分區，在-5kHz至-10kHz區域中的第二級分區，和在+5kHz至+10kHz區域中的第三級分區。全數位訊號沒有模擬分量，且獨立發送所有分區(也就是，分區不是互補的)。圖3表示根據本發明構造的IBOC接收器84的功能框圖。在天線86上接收IBOC信號。帶通預選濾波器88使所關心的頻帶通過，包括在頻率fe處的預期信號，但去除在fe-2fjf圖像信號(對於下旁瓣注入本機振蕩器而言)。低噪聲放大器卯將信號放大。將放大信號在混頻器92中與在線路94上由可調諧本機振蕩器96提供的本機振蕩器信號f,。進行混頻。這在線路98上生成和(fe+flQ)和差(fe-f,。)信號。中頻濾波器100使中頻信號fif通過，並使所關心調製信號帶寬外部的頻率得以衰減。模數轉換器102使用時鐘信號fs進行操作，以速率fs在線路104上生成數字採樣。數字下變頻器106對信號進行頻移、濾波和抽樣，以便在線路108和110上生成低採樣速率的同相和正交信號。然後，基於數位訊號處理器的解調器112提供附加信號處理，以便在線路114上為輸出設備116生成輸出信號。如圖3所示的接收器包括根據本發明構造的數據機。圖4表示AMHDRadio數據機130的功能框圖，其顯示出本發明的載波跟蹤的功能位置。在線路132上來自數字下變頻器的輸入信號經歷如方框134所示的載波跟蹤和自動增益控制。在線路136上的生成信號經歷符號跟蹤算法138，其生成在線路140和142上的BPSK信號、在線路144上的符號矢量(在時域中)，和在線路146上的模擬調製載波。如方框148所示的BPSK處理生成塊/幀同步和模式控制信息150，該信息由其他方框中所示的功能所使用。OFDM解調器152將時域符號矢量解調，生成在線路154上的頻域符號矢量。均衡器156結合BPSK和載波信號對頻域符號矢量進行處理，以生成在線路158上的均衡信號和線路160上的信道狀態信息。對這些信號進行處理以便生成分支度量162，在解交織器164中進行解交織，並在解幀器166中進行映射以生成在線路168上的軟判決比特。Viterbi解碼器170對軟判決比特進行處理，以生成在線路172上的解碼節目數據單元。出於說明清楚的目的，將OFDM矢量區分為時域和頻域矢量，每個矢量均表示同樣的信息。數據機採用以下順序對這些OFDM矢量進行處理(參照圖4):載波跟蹤、符號跟蹤、OFDM解調&BPSK處理，然後是均衡化。對數據機的輸入包括時域矢量，或只是時間釆樣序列；載波跟蹤在時域中進行操作。符號跟蹤對時域採樣進行操作，並輸出(符號同步的)時域OFDM矢量，此外，計算表示頻域中主載波和BPSK副載波的中間3個FFT箱(0，±1)。主載波和BPSK副載波用於均衡，便於從符號跟蹤接收，不過它們也可從具有同樣的冗餘的3個中間FFT箱的OFDM解調功能(窗口化的FFT)接收。均衡器總是對頻域OFDM矢量進行操作。本發明涉及用於對混合或全數字AMIBOC信號進行均衡的方法和裝置。均衡器由兩個級聯元件組成，平坦衰落均衡器之後跟隨分區均衡器，且在生成信道狀態信息(CSI)時使用噪聲方差估計。以同樣的方式對混合和全數位訊號都應用平坦衰落補償。分區均衡器對接收信號的每個分區進行操作。在一個示例中，每個分區由25個OFDM副載波的組組成，每個分區跨度近5kHz。全數字IBOC信號的分區包括一對第一級分區、第二級分區和第三級分區，並進行獨立均衡化。然而，混合信號的第二級和第三級分區包括以下描述的附加處理和組合技術。在分區之間還發送數個其他的單副載波(singlesubcarrier)，並使用與此處所述相比更簡單的均衡技術。以下描述平坦衰落補償(均衡器)。平坦衰落補償包括使用主載波相位的相位補償，和使用BPSK信號虛分量的幅度均衡。該平坦衰落補償應當應用於所有OFDM副載波。考慮單數字QAM(複數)符號(Q(n，l)=x+j.y)，和AMIBOC信號的模擬信號分量(a(n，l)=u+j.v)。該符號是在第n個OFDM符號中在副載波頻率fc處發送的QAM符號組的其中一個符號。使用互補副栽波對發送QAM符號以避免AM串擾。=+G(";i)J.V2'"'.'++(2(",—1).>K,).e卡w其中,2("，一i)-"fi'(""以及fl(",—i)-。*(",i)。接收器將信號(已被添加到模擬調製分量，並因噪聲和相位誤差而受損)進行解調，以生成對副載波對的符號估計，如下D(;i，l)=+.必=.ew+a(，,，l)e"+",為顯示出互補組合的效果，通過將兩個分量相加，能夠提取出模擬分量。使用結果的實部可重新生成模擬信號，或者更常用的是，計算其幅度。+￡>(a，—1)_'+fl("J).eW+A—g("，l).+a(,i,l).e—^+^2='sinW+。("，1)cosW)+"<=+/'"'s""1);當小和噪聲足夠小時。將數字符號提取為DOa)-"*(",-l)二g("4)'g"+a(",l).eW+g(",l)'e-"—a(",l)'g-"-"二=.cos(<*)-■/.a(",1).由W)+C"'S2("，l);當小和噪聲足夠小時。在主載波任一邊的第一對OFDM副載波上發送BPSK序列。以相對於在電平1處主載波的增益GBPSK，發送這些BPSK副載波。從而，可通過以下表達式恢復和調節每個BPSK符號J(n)—"("，l)一(",—1)二&+J'力.cos(-)—j'.a(",l)-sin(-)+wc+",2,&股Gm汰'—G皿；當(J)和噪聲足夠小時。然後，所關心的是對於BPSK位(實標量)的絕對值的估計，其用於對信號的隨後定標。對於該特定BPSK符號，其中，Q(n，l)=x+j.y,在此任意選擇x=0，並且在虛維度施加信息位。為了從B(n)中提取標量信息R(n)，可計算其幅度，或可從B(n)提取出虛分量y的絕對值。=，或者-。當相位誤差較小時，幅度估計比虛計算的絕對值通常更不精確。關於幅度的計算更為複雜，從而，我們選擇避免幅度計算，而偏好虛分量計算。對信道幅度R(n)的估計可從B(n)計算得出，或更直接地從D(n，l)和D頭(n，-l)得出。=幽[Ii4B(")fl=WWW)}-Im(p.("廣l)fl=&4lm{D("，l)}+Im{"(",-l)}]2G鵬《2注意，R(n)是實值標量。平坦衰落均衡器180的功能框圖在圖5中給出。在線路182上提供來自OFDM解調器的輸入D(n)。在該實施例中，輸入為對於每個符號n的256個釆樣矢量。如所示，R(n)在方框184中計算出，將其傳到中值濾波器186，以生成在線路188上的第一濾波信號。第一濾波信號還經由有限脈沖響應濾波器190濾波，以生成線路192上的第二濾波4言號。在該實施例中，對於BPSK幅度信號R(n)的濾波包括與7抽頭FIR濾波器級聯的7抽頭中值濾波器。通過在7元件循環緩沖器中設置R(n)的採樣，然後計算7個採樣的中值，由此可實現該中值濾波器。中值濾波器具有3個採樣的延遲。7抽頭FIR濾波器具有3個採13樣的延遲，並通過使用以下7個係數來實現,-f丄丄丄±丄丄丄〕、16161616161616)中值和FIR濾波器的總延遲為6個採樣。可將濾波信道幅度表示為及(w-6)-1,{"W。"〖及("-fc)]}^;其中，中值是在7個釆樣上計算出的。另外，也將主載波相位校正為平坦衰落分量。然而，應該獨立於前面的BPSK幅度對該相位進行濾波。這是由於在載波採樣上的增加的相位噪聲在負才莫擬調製峰值處接近夾斷(pinchoff)。為BPSK幅度定義的同樣FIR濾波194可用於主栽波相位，但不應使用中值濾波，而是替換以等效延遲196，以便與幅度分量的延遲相匹配。可在每個OFDM符號上獨立計算出主載波採樣C(n)，或可使用在OFDM解調製中計算出的值。對於主載波分量的濾波如下平坦衰落均衡器加權是濾波信道幅度的倒數(除以零保護e)，同時應用主栽波相位的共軛，在合適延持之後，『,=如在方框198中所示。使原始輸入得以延遲，如方框200所示，並乘以Wff，如在乘法器202中所示，以在平坦衰落均衡之後在線路204上為每個新符號n-6生成輸出256釆樣矢量。用於為每個新OFDM符號計算平坦衰落均衡係數Wff的算法總結如下"平坦衰落均衡算法，，2'G^;計算BPSK信號幅值標稱值R(n)-1及formulaseeoriginaldocumentpage15;濾波7個採樣中值，延遲=6個符號formulaseeoriginaldocumentpage15w;將主載波採樣(複數)濾波，延遲=3個符號';計算用於與OFDM符號副載波相乘的平坦衰落係數，延遲-6個符號。對於BPSK幅度信號R(n)的濾波包括與7抽頭FIR濾波器級聯的7抽頭中值濾波器。上述平坦衰落均衡之後跟隨有分區均衡。表i顯示出交織符號的位置(索引)，包括在每個分區塊內的訓練符號"T"。每列表示一分區。表1tableseeoriginaldocumentpage15其次，使用算法計算對於分區(例如，上面第一級分區)內每個OFDM符號的25個元素(副載波的列)的每個進行估計的均衡器係數和相關噪聲方差。當均衡器接收到OFDM符號時就開始對它們進行處理。對於包含25列(每個分區)的每個OFDM符號，獨立對全數字模式的所有分區和混合模式的第一級分區進行處理。獨立對混合第二級分區進行處理，在互補組合之後，根據模擬音頻帶寬是否被限制到5kHz，允許選擇最大度量。僅在互補組合之後，對混合第三級分區進行處理。分區的每列包含1或2個訓練符號(複數)，這取決於對16行中的哪行進行處理。訓練符號位置每過16個OFDM符號(行)進行重複。通常將訓練符號的位置計算為OFDM符號的特定行(模16)的函數。接下來，沿25列矢量TS收集最新訓練符號，僅更新與包含訓練符號的OFDM符號的最新列相對應的TS(col)的列。在以最新訓練符號更新相鄰組之後，計算相鄰符號組的中值和方差。接下來，使用二維遞歸濾波器技術對方差和中值進行濾波。由濾波中值計算出均衡器係數，並對前一OFDM符號的所有相應列應用均衡，以及將更新噪聲方差(和倒數)用於隨後符號處理。下面，將描述該處理的細節，並將其於圖6中給出。圖6表示可用於每個25列分區的均衡器的功能框圖。在線路210上輸入OFDM符號OFDM(r，col)。收集訓練符號，如方框212所示。計算出中值和方差，如方框214所示，以生成在線路216上的中值和方差信號。在方框218中對這些信號進行濾波和均衡，以生成在線路220上的均衡方差信號(用於隨後信道狀態信息(CSI)估計)和線路222上的均衡係數。經過如方框224所示延遲之後，對輸入信號應用均衡係數，如方框226所示，以生成線路228上的輸出信號。為了從訓練符號(TS)計算中值和方差，首先，創建兩個1行25列的矩陣，標為TS和MED，以用於分別存儲訓練符號和中值計算結果。列索引(col-0至24)等於訓練符號的相應列，這是由於它們是對於每個OFDM符號進行接收。接下來，將元素初始化為0。然後，接收與交織塊的特定行(r)相對應的下一個OFDM符號行r(模16)。識別出訓練符號位置或列，對於該行r，將訓練符號放置到相應TS(col)中。可使用以下算法更新行r中的訓練符號。分區均衡器執行數個步驟。步驟1:聚集、壓縮(collapse)和更新訓練符號成便於在隨後均衡處理中使用的矢量TS(表示及時訓練符號信息)。"用於更新行r的TS的算法"col=mod(3.r+l,16);"識別出哪列具有新TS，，TS(col)=OFDM(r，col)ifcol<9thenTS(col+16)-OFDM(r，col+16);"如果是在該行中的第二個TS"。步驟2:創建兩個25列矢量，標記為MED和logVAR，用於存儲計算的中值和用於均衡和CSI的方差值的對數。局部(時間&頻率)TS採樣的中值濾波用於生成關於TS的中值估計。輸出Med和logVAR是對這些參數的局部估計(尚未進行時間或頻率(在副栽波上)平滑)。列索引與訓練符號的相應列相等，這是由於將它們對於每個OFDM符號進行接收。然後將元素初始化為0。計算在對特定TS(col)進行更新後的TS(co1)6行的中值和方差。該延遲確保其相鄰訓練符號也被更新，以用於隨後的計算。對每個新行r更新1或2TS(col)值。對於列4至20使用在該訓練符號任一邊的±4個值計算9採樣中值和方差。例如，對於列4的中值計算使用訓練符號TS(0)至TS(8)。列0至3和21至24是特殊情形，這是由於在結尾處可用於計算中值和方差值的採樣不足9個。在必要的時候，通過接近末尾進行摺疊以複製值來替代末端(extreme)遺失值。例如，在計算列3的中值時，使用TS(0)至TS(7)，以TS(0)取代遺失的TS(-1)列以便提供9個用於中值計算的值。計算的中值和方差值設置在MED(col)和logVAR(col)中。以下方法(偽代碼)可用於識別在該行r處的合適列以進行更新，並聚集對於9採樣中值和對數方差計算的合適TS釆樣"用於更新MED和logVAR矢量的算法，延遲=6個符號"col=mod(3.r+15，16);"識別出r-6的第一TS列，，FORm=0to8;"聚集9個相鄰TS設置到緩衝器中用於MED&logVAR計算"colm=col+m-4To，j「—l一co/m;如果co/附〈0TScolindx叫Lco/m,'其匕MED(e。/)-we^"(71SWd&t^);"複數中值，分隔實部和虛部""計算對於VAR採樣(矢量)以2為底的對數，，/og咖(co0=log4max丄,min[256'!.il^^一-^祝e必H^(《ifcoK9then;"更新在該行中的第二TS，如果存在的話，，col2=col+16FORm=0to8colm=coI2+m-4to"j[49-co/w;如果co/附〉24TScolmdx叫廿^LCO/W;其匕AffiD(co/2)=fe7"(2Siw&"#);"複數中值，分隔實部和虛部"endif為了計算均衡器係數和信道狀態信息(CSI)，下一步是對中值和方差值在時間和頻率(列)上進行平滑(濾波器)。方差的對數用於對在副載波上具有潛在較大動態範圍的平方噪聲採樣進行平滑。創建兩個25列矢量，標記為MED1和logVARl，以分別用於存儲遞歸時間濾波中值和對數方差值。列索引與訓練符號的相應列相等，這是由於將它們對於每個OFDM符號進行接收。然後將元素初始化為0。創建兩個25列矢量，標記為MED2和1ogVAR2，分別用於存儲列或頻率濾波中值和對數方差值。列索引與訓練符號的相應列相等，這是由於將它們對於每個OFDM符號進行接收。然後將元素初始化為0。從MED2計算均衡器值EQ。EQ值通常為MED2值的復倒數，但具有除法保護。方差值1ogVAR2用於計算隨後CSI的VAREQ和在均衡器增益調節後的分支度量。步驟3:接下來，對MED和logVAR值在時間和頻率(副載波)上進行平滑。通過IIR濾波器的時間平滑導致生成MED1和logVARl。使用其中一個二次擬合函數(quadraticfitfuntion)的頻率平滑導致產生MED2和1ogVAR2。參看下述算法的第一部分。步驟4:由MED2計算均衡器值EQ。EQ值通常為MED2值的復倒數，但具有除法保護。方差值1ogVAR2用於計算隨後CSI的VAREQ和在均衡器增益調節後的分支度量。注意，以上算法的最後一行按照符合特定條件的方式計算VAREQ(col)。這不僅僅是將logVAR(方差估計的對數)轉化成VAR的逆對數計算。這說明這樣的事實，即，對還未均衡的值計算方差，從而，進行調節使得與輸出的均衡符號值相兼容。此外，調節還用於避免在存在很強千擾時出現的方差估計誤差。這些調節都包括在逆對數之後的因子max[Eqmagsq(col，inax(Eqmagsq)/2中。"用於由MED和logVAR計算EQ和VAREQ的算法，濾波器延遲=16個符號""對每列的MED和logVAR進行IIR濾波，以獲得MED1和logVARl，q=l/8IIRcoerfog陋7-(l-《)'/og咖J+"og柳；"吏用二次擬合內插在列上對MED1和logVARl進行平滑""MED2和1ogVAR2是頻率平滑的中值和方差估計"MED:2-eF(MEDJ);"使用QF算法計算二次擬合"^r^^e/Vog咖乃；"使用QF算法計算二次擬合，，"從MED2計算均衡器係數EQ，，鵬匈(co/)-lMED2(co/)12;COl=0...24"保存平方幅度"max—M)40J;cob…24"均衡器係數，T-訓練符號""對1ogVAR2計算逆對數和進行均衡，以生成VAREQ，，五em啊(co/)-l鄉co/)卩；col=0."24K^LR￡:e(co/)-2'w鵬("')'raax[五0ma諷(co/),max啦OT啊)/2].col=...24然後，將EQ(coI)值應用到相應的數據承載符號，以便為OFDM符號(延遲220FDM符號，以解決EQ處理延遲)每列生成OFDMEQ(col)值。將VAREQ(col)用於隨後的CSI處理。W2W蹈(c。/)-OFZW(W^^/);col=0.24"對延遲OFDM符號進行均衡"上述算法使用稱為QF的函數，QF是MED1或logVARl矩陣的二次擬合，用於對在這些矩陣的列(副載波)上的值進行平滑。對這些值的平滑減少了因噪聲導致的估計和校正誤差，這是由於假設需進行均衡的變動將被平滑。這些值在列上的變動可以是數個因素導致的結果。一個因素是由於在副載波上導致線性相移的剩餘符號跟蹤定時誤差。由於濾波是在I和Q復域中實現，並非相位和幅度，通過線性擬合不能精確校正由該線性相移產生的I和Q分量，而對於I和Q復分量的二次擬合提供足夠的精確性。另一變動可能由於因在副載波上的頻率選擇衰落導致的相位和振幅擾動，這還可通過二次擬合進行校正。對於在OFDM解調之前來自模擬濾波的相位和振幅脈動，如果脈動較小，可對其進行校正。幹擾還往往具有可適於二次擬合的logVAR形狀。如果模擬濾波器脈動較嚴重且偏離二次形狀，則需要不同的QF函數。因此，給出兩個算法選項第一QF函數最適於校正因剩餘符號定時誤差、選擇信道衰落和適度濾波器脈動造成的變動；第二算法用於校正所有這些變動和更嚴重的濾波器脈動。在擬合二次形狀以便執行平滑校正的副栽波上，第一QF函數對三個點進行估計。在副栽波範圍上的中點和兩個極端端點處，使用FIR濾波器對這些點進行估計。在中間副載波上使用對稱FIR濾波器對中間點正確估計。在端點處的FIR濾波器具有距端點數個箱的質心。儘管二次擬合通常用於使用接近端點的適當質心，並在極端端點處外推(extrapocation)其餘副載波，但如果假設質心處在極端副載波位置處，則性能往往會更好。原因在於，外推往往加強存在噪聲時的二次擬合的曲率。然而，可修改算法以便將質心設置在產生最好綜合性能的位置處。步驟4a:第一二次擬合函數以分區形狀(假設是二次)對估計進行平滑，給定諸如時間偏移和選擇衰落特性之類的可能信道條件，這提供近最優平滑。這是通過使用以下算法實現的。formulaseeoriginaldocumentpage21提供可選二次擬合函數QF，以適應具有過大脈動和組延遲或增益變動的IF濾波器。該函數不同於第一函數，這是由於在每個副載波位置處使用不同的二次曲線來形成FIR濾波器係數。這些二次曲線是預先計算的且存儲在25x25矩陣W中，以便用作為來自要濾波的副載波的25個值的行的乘法器。因此，並不像在第一算法中那樣對於每個新OFDM符號的25個副載波上計算二次擬合，第二算法僅僅是對於每個OFDM符號時間將25副載波值的矢量乘以矩陣W。按照如已知稱為Savitsky-Golay(SG)禾呈序的方法的同樣方式，應用該可選QF函數；然而，可選QF函數採用不同的方式生成係數，這導致抗噪聲濾波增益提高，同時解決端點問題。SG程序計算對於以每個端點為中心的最小平方擬合，以便平滑對於該點的數據。結果是關於要平滑的每個副載波位置的FIR濾波器係數集。兩個因素促成使用最小平方平滑。一個因素是，值在副載波上的變動性，另一因素是端點問題，即，由於在端點之外的濾波沒有副載波可用，通過FIR濾波器係數的對稱集不能對接近端點的副載波進行擬合。SG程序釆用操縱Vandermonde矩陣的特性生成FIR係數，從而對於每個要平滑的副載波位置，生成FIR濾波器係數的惟一集。儘管SG程序生成導致對於每個平滑副栽波值的無偏估計的FIR濾波器係數，但是由於過多使用負係數值，FIR係數的實際集不具有最佳噪聲減少濾波特性。然而，可選QF函數使用最佳可能二次擬合FIR係數進行噪聲減少濾波或平滑，同時保持SG程序的零偏特性。此外，在副載波位置附近建立FIR濾波器平滑範圍的方面，可選QF函數具有更多靈活性。關於可選QF函數的一個示例描述如下。將對於每個副載波位置的非零FIR濾波器係數的範圍設置為15個非零係數以適合於分區中25個副載波上的值的預期變動，不過還可對其進行調整。計算出用於每個副栽波位置m=0...24的惟一FIR濾波器係數。FIR係數的形狀是具有以下定義的四個附加約束的二次函數約束1:非零FIR濾波器係數的數量為15,剩餘為10個零係數。中心非零係數通常處在要平滑的副栽波上，這導致對稱FIR濾波器特性，除了對任一端上的7個副載波，通過對於非零係數使用在該端上的15個副載波位置，對其進行約束之外。然後，可通過下式識別出用於估計(濾波)副栽波m的第一非零係數位置p:/;=max(0，min(17，/-7));"p為第一非零係數位置"。約束2:具有25個FIR係數(具有15個非零係數，10個零係數)的25個集合的每個必須相加成單位值，以便每個FIR濾波器對於每個副載波位置具有1的dc增益。formulaseeoriginaldocumentpage23";對於對第m個副載波進行估計的笫k個係數。約束3:對於副載波m的FIR濾波器的質心也必須為m，以確保在假設副載波數據的斜率呈分段線性時產生無偏估計。24J^卿"，先)-加約束4:儘管通過使係數的平方和最小可實現最佳噪聲減小，但這對於每個副載波位置並不提供最佳局部估計，並將導致對於每個FIR濾波器產生15個線性係數。更好的約束是，確保二次函數在剛好在15個非零係數之外的未用係數位置處經過零。這對於11個載波位置7至17而言是有可能的，但對於端點問題所影響的其他副載波位置，不會滿足該約束。那麼，外部副載波位置具有僅朝向在FIR係數範圍之外內點的零交叉約束。尺W-iW"、"對於第m個副栽波的第k個係數的二次，，D-o;"對於m=7...24的約束"h(^+15)-0;"對於m=0...17的約束，，約束1僅建立15個非零係數的範圍，對於25個FIR濾波器的每個在該範圍上具有二次特性。約束2，3和4構建對於每個FIR濾波器確定二次係數am，bm和Cm所必須的三個方程。儘管約束4看起來可能會超定(overdetermine)對於m-7…17的、在兩端具有零端點的濾波器係數中間集，對於這些副載波的雙約束是冗餘的，所有係數集都被正確確定。接下來定義用於生成可選QFl(x)FIR濾波器係數矩陣W的算法，對於W的結果係數值如以下所示。步驟4b:提供可選二次擬合函數QF，以便適合具有過大脈動和組延遲或增益變動的IF濾波器。該函數不同於第一函數，這是由於在每個副載波位置處使用不同的二次曲線形成FIR濾波器係數。這些二次曲線被預先計算並存儲在2Sx25矩陣W中，以便用作為用於來自要進行濾波的副載波的25個值的行的乘法器。從而，並不像在第一算法中那樣對於每個新OFDM符號的25個副載波上計算二次擬合，第二算法僅僅是對於每個OFDM符號時間將25副載波值的矢量乘以矩陣W。這些服從約束l-4，這導致產生以下算法。"QFl(x)，可選二次擬合矩陣函數，輸入行矢量x,輸出矢量"第一計算預存儲係數矩陣W(25x25)，，formulaseeoriginaldocumentpage24"至此，對於濾波器矩陣w的預存儲計算結束""計算對於每個新OFDM符號的濾波輸出矢量yy=x.W;"矩陣相乘生成輸出矢量y"步驟4c:以下描述第三個可選二次擬合。可使用每個FIR濾波器的全部25個可能非零係數設計出另一可選濾波器QF2(x)。該濾波器具有更類似於第一QF(x)濾波器的特性，不過是採用可選濾波器的矩陣形式W來構建。"QF2(x)，可選二次擬合矩陣函數，輸入行矢量x，輸出矢量y。，，"第一計算預存儲係數矩陣W(25x25)"formulaseeoriginaldocumentpage25"至此，對於濾波器矩陣W的預存儲計算結束""計算對於每個新OFDM符號的濾波輸出矢量y"y=x，W;"矩陣相乘生成輸出行矢量y，，在另一方面，本發明包括在均衡之前第二級分區的自適應互補組合。對兩個獨立第二級分區獨立進行均衡，以及進行相關VAREQ估計。對於分區中所有第二級軟代碼比特而言，分支度量的計算是獨立和冗餘的。然後，添加相應分支度量，以生成一組分支度量。此外，對互補組合第二級分區執行均衡，以便為同一組第二級軟代碼比特生成另一組分支度量。然後，對於每個第二級軟代碼比特，選擇更高分支度量作為對於相應第二級軟代碼比特的輸出。對於混合第二級和第三級分區使用互補副載波創建與其模擬宿主的正交關係。第二級均衡的現有實現方式需要知道是否將模擬宿主帶寬限制到土5kHz。如果將模擬帶寬限制到士5kHz，則獨立對笫二級分區進行均衡，以便更好解決相鄰信道幹擾。否則，首先將第二級分區互補組合，以消除在該區中的模擬信號。將要均衡的輸入符號延遲，以匹配在均衡器參數估計中的延遲，以及時提供均衡器信息的及時應用。然後，將EQ(col)值應用到相應數據承載符號，以便對於OFDM符號的每列生成OFDMEQ(coI)值(延遲以22個OFDM符號，以解決EQ處理延遲)。對於隨後CSI處理使用VAREQ(eoI)值。本發明的方法不使用模擬帶寬信息；而是執行獨立和組合的均衡，以後選擇最大分支度量。這使得性能更強健，尤其是在模擬帶寬有些超出5kHz時的情形。總是將第三級副載波在均衡之前互補組合。然後如所述執行第三級均衡。獨立和互補組合地對兩個第二級分區進行處理，對於單組第二級軟代碼比特生成三組均衡的分支度量。下面描述將這三組分支度量組合的方法。對兩個獨立第二級分區以及相關VAREQ估計獨立地進行均衡。對分區中所有第二級軟代碼比特獨立且冗餘地計算分支度量。然後，添加相應分支度量，以生成一組分支度量。另外，對互補組合第二級分區執行均衡，以便對同一組第二級軟代碼比特生成另一組分支度量。然後，對於每個第二級軟代碼比特，選擇更高分支度量作為相應第二級軟代碼比特的輸出。如以上所述，均衡器包括兩部分平坦衰落補償(均衡器)，之後跟隨有分區均衡器。在快速衰落情形中，平坦衰落均衡器有利的，它使用主栽波(FFT箱0)和BPSK副載波(箱士l)。分區均衡器更慢，並對分區中更稀疏的訓練符號進行操作，但在分區中更精確。分區均衡器得益於平坦衰落均衡器，以便使訓練值保持在相對更小範圍內。可使用已知電路元件(包括但不限於一個或多個處理器或專用集成電路)實現附圖中所示的函數。儘管根據數個示例對本發明進行了描述，本領域技術人員應該理解，在不偏離後面權利要求描述的本發明範圍的條件下，可對所述示例進行多種變化。權利要求1.一種對在包括主載波和第一及第二BPSK調製副載波的AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法，所述方法包括步驟計算BPSK幅度信號；對BPSK幅度信號進行濾波；對在主載波上接收的復採樣進行濾波；使用濾波後的BPSK幅度信號和在主載波上接收的濾波後的復採樣來計算多個平坦衰落均衡係數；以及將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數。2.根據權利要求l的方法，其中，對BPSK幅度信號進行濾波的步驟包括步驟使BPSK幅度信號通過中值濾波器和有限脈沖響應濾波器。3.—種對在AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法，所述方法包括步驟在訓練符號矢量中設置多個訓練符號；對訓練符號矢量進行中值濾波，以生成對訓練符號矢量的中值估計；對訓練符號矢量的中值估計在時間和頻率上進行平滑；使用平滑後的中值計算多個均衡係數；以及將OFDM符號矢量乘以均衡係數。4.根據權利要求3的方法，其中，使用二次擬合函數對均衡係數進行平滑。5.根據權利要求4的方法，其中，將二次擬合函數擬合到副載波範圍的中點和兩個端點。6.根據權利要求4的方法，其中，對每個副載波位置使用不同的二次擬合函數。7.根據權利要求3的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第三級分區進行互補組合。8.根據權利要求l的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第二級分區進行自適應互才卜糹且合。9.根據權利要求3的方法，其中，使用二次擬合算法對訓練符號矢量的中值估計進行平滑。10.根據權利要求9的方法，其中，二次擬合算法對分區形狀內的估計進行平滑。11.根據權利要求9的方法，其中，對每個副栽波位置使用不同二次曲線。12.根據權利要求3的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第三級分區進行互補組合。13.根據權利要求3的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第二級分區進行自適應互^卜糹且合。14.一種對在AM帶內同頻無線信號上接收的訓練符號信息的方差進行估計的方法，所述方法包括步驟在訓練符號矢量中設置多個訓練符號；計算訓練符號矢量的局部估計方差的對數；對訓練符號矢量方差的對數在時間和頻率上進行平滑；使用方差對數的平滑估計來計算多個信道狀態信息值。15.根據權利要求14的方法，還包括步驟使用信道狀態信息值生成用於前向糾錯解碼的分支度量。16.根據權利要求14的方法，其中，使用二次擬合算法對訓練符號矢量方差的對數進行平滑。17.根據權利要求16的方法，其中，二次擬合算法對分區形狀內的估計進行平滑。18.根據權利要求16的方法，其中，對每個副載波位置使用不同的二次擬合曲線。19.根據權利要求14的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第三級分區進行互補組合。20.根據權利要求14的方法，還包括步驟在均衡之前將AM帶內同頻無線信號中的第二級分區進行自適應互補組合。21.—種對在AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法，所述方法包括步驟將AM帶內同頻無線信號中的第二級和/或第三級分區進行互補組合；計算多個平坦衰落均衡係數，並將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數，以生成平坦衰落均衡OFDM符號矢量；以及計算多個分區均衡係數，並將平坦衰落均衡OFDM符號矢量乘以分區均衡係數，以生成輸出OFDM符號矢量。22.—種用於接收包括主載波和第一及第二BPSK調製副栽波的AM帶內同頻無線信號的接收器，所述接收器包括輸入，用於接收AM帶內同頻無線信號；均衡器，用於計算BPSK幅度信號，用於對BPSK幅度信號進行濾波，用於對在主栽波上接收的復採樣進行濾波，用於使用濾波後的BPSK幅度信號和在主載波上接收的濾波後的復釆樣來計算多個平坦衰落均衡係數，以及用於將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數；以及輸出設備，用於響應於AM帶內同頻無線信號生成輸出。23.—種用於接收在AM帶內同頻無線信號上的OFDM符號矢量的接收器，所述接收器包括輸入，用於接收AM帶內同頻無線信號；均衡器，用於在訓練符號矢量中設置多個訓練符號，用於對訓練符號矢量進行中值濾波，以生成對訓練符號矢量的中值估計，用於對訓練符號矢量的中值估計在時間和頻率上進行平滑，用於使用平滑後的中值估計計算多個均衡係數，以及用於將OFDM符號矢量乘以均衡係數；以及輸出設備，用於響應於AM帶內同頻無線信號生成輸出。24.—種用於接收在AM帶內同頻無線信號上的OFDM符號矢量的接收器，所述接收器包括輸入，用於接收AM帶內同頻無線信號；均衡器，用於在訓練符號矢量中設置多個訓練符號，用於計算訓練符號矢量的方差的對數，用於對訓練符號矢量方差的對數在時間和頻率上進行平滑，用於使用平滑的方差對數計算多個均衡係數，以及用於將OFDM符號矢量乘以均衡係數；以及輸出設備，用於響應於AM帶內同頻無線信號生成輸出。25.—種用於接收在AM帶內同頻無線信號上的OFDM符號矢量的接收器，所述接收器包括輸入，用於接收AM帶內同頻無線信號；用於將AM帶內同頻無線信號中的第二級和/或第三級分區進行互補組合的裝置；平坦衰落均衡器，用於計算多個平坦衰落均衡係數，和用於將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數以生成平坦衰落均衡OFDM符號矢量；以及分區均衡器，用於計算多個分區均衡係數，和用於將平坦衰落均衡OFDM符號矢量乘以分區均衡係數，以生成輸出OFDM符號矢量；以及輸出設備，用於響應於AM帶內同頻無線信號生成輸出。全文摘要本發明提供了用於對在包括主載波和第一及第二BPSK調製副載波的AM帶內同頻無線信號上接收的OFDM符號矢量進行均衡的方法。所述方法包括步驟計算BPSK幅度信號；對BPSK幅度信號進行濾波；對在主載波上接收的復採樣進行濾波；使用濾波後的BPSK幅度信號和在主載波上接收的濾波後的復採樣來計算多個平坦衰落均衡係數；以及將OFDM符號矢量乘以平坦衰落均衡係數。此外，還提供了包括均衡器的接收器，該均衡器根據所提供的方法進行操作。文檔編號H04H1/00GK101310494SQ200680042546公開日2008年11月19日申請日期2006年11月13日優先權日2005年11月14日發明者B·W·克羅哲,鯤王申請人:艾比奎蒂數字公司