轉換器的製作方法

2023-06-06 20:42:41 1

專利名稱：轉換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及在採用同步整流方式的轉換器(converter)中簡化柵極驅動電路的結構的技術。
背景技術：
已知一種轉換器，其採用所謂的同步整流方式，使作為整流元件的整流用開關單元與主開關單元同步地進行動作以進行整流動作( 例如，專利文獻I)。在採用同步整流方式的轉換器中，以低於回流二極體的啟動電壓的電壓使整流用開關單元進行動作，由此其優點在於可實現電力變換效率的提高。圖28表示包括採用同步整流方式的轉換器的負載驅動系統的整體結構。負載驅動系統900具備直流電源DC、降壓轉換器904、逆變器901、以及作為負載的三相交流電動機903。降壓轉換器904具備主開關單元M9、整流用開關單元R9、平滑電容器902、電感器906、柵極驅動電路⑶91、92。主開關單元M9與整流用開關單元R9串聯連接，開關單元M9、R9為了實現同步整流，由金屬_氧化物_半導體場效應電晶體(Metal-OXide-Semiconductor Field EffectTransistor,以下記為MOSFET。)為代表的、在導通情況下具有在正向和反向的雙嚮導通的溝道區域的功率半導體元件構成。開關單元M9、R9的柵極端子分別與柵極驅動電路⑶91、⑶92連接，從柵極驅動電路⑶91、⑶92輸出的柵極驅動信號SgM9、SgR9被輸出至開關單元M9、R9的柵極端子，以控制開關單元M9、R9的動作。在主開關單元M9的漏極-源極之間，按照與主開關單元M9的輸入輸出方向逆並聯的方式設有回流二極體DM9，同樣，在整流用開關單元R9也設有回流二極體DR9。使用回流二極體DM9、DR9的目的在於，在開關單元M9、R9的雙方都截止的情況下確保使電流回流的路徑。在專利文獻2中公開了如下的技術，將構成開關單元的MOSFET自身構造上具備的、僅在反方向導通的雙極型的二極體區域用作回流二極體DR9。根據該結構，不需要在MOSFET之外另行設置二極體，達到了能夠實現開關單元小型化的這種效果。此外，MOSFET自身構造上具備的二極體區域也被稱為體二極體或寄生二極體。逆變器(inverter)901具備U相臂、V相臂、W相臂並聯連接而成的三相橋式電路，將從降壓轉換器904供給的直流電流變換為三相交流電流，並向三相交流電動機903供電。接下來，參照圖28、29說明降壓轉換器904的動作。圖29是表示負載驅動系統900具備的降壓轉換器904動作時的時序圖。在圖29(a)中，以實線表示電感器906中流過的電流，以虛線表示電感器906中流過的電流的平均值IL，該平均值IL為降壓轉換器904的輸出電流。圖29(b)表不柵極驅動信號SgM9的電壓波形，圖29(c)表不柵極驅動信號SgR9的電壓波形。在柵極驅動信號SgM9、SgR9中的高電平期間對應的開關單元導通，在低電平期間截止。以下，將主開關單元M9導通、整流用開關單元R9截止的期間稱為「A期間」，將主開關單元M9截止、整流用開關單元R9導通的期間稱為「B期間」。首先，在A期間中，隨著在電感器906中流過電流，電感器906的電壓上升並積蓄能量。另一方面，在B期間中，放出電感器906所積蓄的能量，電感器906中流過的電流減少。伴隨於此，電感器906的電壓下降。這樣，通過反覆A期間、B期間，就會像圖29(a)所示那樣將降壓轉換器904的輸出電流控制在大致恆定值。現有技術文獻專利文獻專利文獻I JP特開2005-341769號公報專利文獻2 JP特開2008-61403號公報專利文獻3 JP特開2002-299625號公報專利文獻4 JP特開2008-17237號公報非專利文獻非專利文獻I :H. Lendenmann et al. , Materials Science Forum389_393,1259(2002).非專利文獻2 J. P. Bergman, et al. , Materials Science Forum353_356,299(2001).

發明內容
發明要解決的技術問題以往，為了防止流過因開關單元M9、R9的雙方都導通引起的短路電流，如圖29(b)、(c)所示那樣，在柵極驅動信號SgM9、SgR9中設置空載時間DT1、DT2。因此，柵極驅動電路⑶必需設置用於接收外部輸入的脈衝寬度調製(Pulse Width Modulation)信號(以下，記為PWM信號)並基於這些信號生成設置有空載時間DTI、DT2的柵極驅動信號SgM9、SgR9的結構。其結果，產生了柵極驅動電路結構複雜化的問題。本發明是鑑於上述問題進行的，其目的在於提供一種防止在主開關單元和整流用開關單元之間流過短路電流，同時能夠簡化柵極驅動電路結構的轉換器。用於解決問題的技術方案為了實現上述目的，本說明書中公開的轉換器是是同步整流型的轉換器，其具備第I開關單元；第2開關單元，其與所述第I開關單元串聯連接，與所述第I開關單元的開關動作同步地進行開關動作；和柵極驅動電路，其通過脈衝寬度調製來控制所述第I開關單元和所述第2開關單元的導通動作及截止動作，其中，所述第I及第2開關單元具有在導通動作時在正向及反向的雙嚮導通而在截止動作時正向不導通的溝道區域；和僅在所述反嚮導通的單極型的二極體區域，所述柵極驅動電路，使從所述柵極驅動電路輸出用於所述第I開關單元變為所述導通的開關動作的信號的定時、與從所述柵極驅動電路輸出用於所述第2開關單元變為所述截止的開關動作的信號的定時相一致，並且使從所述柵極驅動電路輸出用於所述第I開關單元變為所述截止的開關動作的信號的定時、與從所述柵極驅動電路輸出用於所述第2開關單元變為所述導通的開關動作的信號的定時相一致。發明效果
根據本說明書公開的轉換器的結構，由於開關單元具有在正向及反向的雙向進行導通的溝道區域，因此通過使用該等開關單元能夠實現同步整流方式。另一方面，由於開關單元還具備僅在反嚮導通的二極體區域，因此能夠將開關單元作為回流二極體發揮作用。並且，由於單極型的二極體區域與雙極型的二極體區域相比，其開關速度塊且正向的電壓降也低，因此能夠降低開關損耗。如上述那樣，一般已知被串聯連接的開關單元的雙方處於導通會流過短路電流。但是，本申請發明者通過認真研究之後發現，只要該雙方開關單元處於導通的期間為規定期間內則不會流過短路電流。產生不會流過該短路電流的「規定期間」的原因在於，直流電源與轉換器之間的布線具有寄生電感
坐寸o因此，本說明書公開的轉換器具備的柵極驅動電路按照在第I開關單元與第2開關單元之間，使用於開關動作的信號從柵極驅動電路輸出的定時相一致的方式來控制各開關單元。其結果，能夠實現不需要用於生成設置了空載時間的柵極驅動信號的結構的柵極
在此，所謂「使用於開關動作的信號從柵極驅動電路輸出的定時相一致」，是指在柵極驅動電路作為針對各開關單元的指令而輸出的信號波形上，第I開關單元進行開關動作的定時與第2開關單元進行開關動作的定時相一致。但是，即便在針對上述開關單元的指令的信號波形上第I及第2開關單元進行開關動作的定時相一致，實際中也存在第I及第2開關單元所進行的開關動作的定時不一致的情況。這是因為從柵極驅動電路輸出至各開關單元的上述指令的傳送延遲中存在偏差、各開關單元自身的閾值存在偏差等各種原因而產生的。在此，實際中不僅包含第I開關單元和第2開關單元進行的開關動作的定時相一致的情況，還包含實際上儘管第I開關單元和第2開關單元進行的開關動作的定時錯開，但是按照雙方開關單元處於導通的期間包含在上述「規定期間」內的方式錯開的情況。再有，即便構成為在柵極驅動信號中沒有設置空載時間，在實際的開關單元的驅動中，由於上述的原因，也會存在第I及第2開關單元雙方都處於截止的期間。假設在使用雙極型二極體時產生了雙方開關單元處於截止的期間的情況下，會流過因所謂少數載流子積蓄效應引起的恢復電流。在流過該恢復電流的期間中，雙方的開關單元處於導通，即，流過恢復電流的期間相當於雙方開關單元處於導通的期間。因此，在流過恢復電流的期間超過了上述「規定期間」的情況下，意味著雙方開關單元處於導通的期間超過了 「規定期間」，會在開關單元間流過短路電流。但是，由於在本發明中使二極體區域為單極型，因此即便產生雙方開關單元處於截止的期間，也幾乎不出現流過因少數載流子積蓄效應引起的恢復電流的期間。因此，能夠防止因流過恢復電流的期間超過「規定期間」而流過短路電流。如以上所說明那樣，能夠提供一種防止在主開關單元與整流用開關單元間流過短路電流，同時能夠簡化柵極驅動電路的結構的轉換器。


圖I是表示具備第I實施方式所涉及的降壓轉換器104的負載驅動系統100的整體結構的圖。圖2是表示第I實施方式所涉及的柵極驅動電路GDl的電路結構的示意圖。
圖3是示意地表示第I實施方式所涉及的降壓轉換器104具備的開關單元M1、R1的結構的剖視圖。圖4是表示第I實施方式所涉及的降壓轉換器104動作時的時序圖。圖5是將柵極驅動信號SgMl、SgRl的電壓波形和開關單元M1、R1的狀態對應起來進行表示的時序圖。圖6是示意地表示比較例(專利文獻2)所涉及的開關單元的結構的剖視圖。圖7表示比較例所涉及的存在主開關單元、整流用開關單元的雙方處於截止的期間時的時序圖。圖8表示第I實施方式所涉及的存在開關單元M1、R1的雙方處於截止的期間時的時序圖。
圖9是表示具備第2實施方式所涉及的降壓轉換器204的負載驅動系統200的整體結構的圖。圖10是示意地表示第2實施方式所涉及的降壓轉換器204具備的開關單元M2、R2的結構的剖視圖。圖11是用於說明第2實施方式所涉及的降壓轉換器204具備的開關單元M2、R2的動作的示意剖視圖。圖12是用於說明第2實施方式所涉及的半導體元件2000的正向、反向特性的圖。圖13(a)是表示第2實施方式所涉及的半導體元件2000的室溫中的I_V特性的圖，(b)是表示作為比較例的採用Si半導體的MOSFET的室溫中的I-V特性的圖。圖14是表示第2實施方式所涉及的半導體元件2000的製造方法的一例的圖。圖15是表示第2實施方式所涉及的半導體元件2000的製造方法的一例的圖。圖16是表示第2實施方式所涉及的半導體元件2000的製造方法的一例的圖。圖17是表示第2實施方式所涉及的半導體元件2000的製造方法的一例的圖。圖18是示意地表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的結構的首1J視圖。圖19是表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的製造方法的一例的圖。圖20是表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的製造方法的一例的圖。圖21是表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的製造方法的一例的圖。圖22是表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的製造方法的一例的圖。圖23(a)是表示第3實施方式所涉及的柵極驅動電路的電路結構的圖，(b)是表示進行開關動作時的開關單元的端子間電壓波動的圖。圖24(a)是表示進行開關動作時的主開關單元的端子間電壓波動的圖，(b)是表示進行開關動作時的整流用開關單元的端子間電壓波動的圖。圖25是表示第4實施方式所涉及的柵極驅動電路的電路結構的圖。圖26是表示具備第5實施方式所涉及的升壓轉換器504的負載驅動系統500的整體結構的圖。圖27是表示具備第6實施方式所涉及的升降壓轉換器604的負載驅動系統600的整體結構的圖。圖28是表示具備採用了同步整流方式的轉換器的負載驅動系統的整體結構的圖。
圖29表不負載驅動系統900具備的降壓轉換器904動作時的時序圖。
具體實施例方式以下，參照附圖對本發明的實施方式進行說明。第I實施方式(整體結構)圖I表示具備第I實施方式所涉及的轉換器的負載驅動系統100的整體結構圖。在本實施方式中，說明以三相交流電動機為負載的結構。負載驅動系統100具備直流電源DC、降壓轉換器104、逆變器101、三相交流電動機103、控制器105。直流電源DC例如是對電源系統進行整流而得到的直流電源、或者是電池類型(代表的有鎳氫或鋰離子等的二次電池)的直流電源。降壓轉換器104對直流電源DC的電壓進行降壓，將降壓後的直流電壓輸出至逆變器101。具體而言，降壓轉換器104具備主開關單元Ml、整流用開關單元R1、平滑電容器102、電感器106、柵極驅動電路⑶I。主開關單元Ml與整流用開關單元Rl串聯連接，開關單元Ml、Rl為了實現同步整流，由在導通情況下具有在正向和反向的雙嚮導通的溝道區域的功率半導體元件構成。開關單元Ml、Rl具備僅在反方向導通的單極型二極體區域，使該二極體區域作為回流二極體DHUDLl發揮功能。由於本實施方式中的二極體區域是單極型，因此與雙極型二極體區域相t匕，其正向的開關速度快，此外正向的電壓下降低。因此，與以往相比，通過使開關速度高速化、或者降低二極體區域的導通損耗，從而能夠提高電力變換效率。此外，正向的電壓降較低不僅可提高電力變換效率，而且對於抑制作為回流二極體工作時的發熱也是有貢獻的。平滑電容器102、電感器106是與圖28中的平滑電容器902、電感器906同樣的結構。柵極驅動電路GDl控制開關單元Ml、Rl的開關動作，使得基於脈衝寬度調製進行使用被施加了反偏置的開關單元的同步整流。圖2表示柵極驅動電路GDl的電路結構的示意圖。柵極驅動電路GDl基於所輸入的PWM信號P1，生成針對主開關單元Ml的柵極端子的指令信號即柵極驅動信號SgMl。另一方面，針對整流用開關單元R1，通過使PWM信號Pl的波形翻轉生成柵極驅動信號SgRl。也就是說，柵極驅動電路⑶I基於一個輸入信號(在此為PWM信號Pl)生成柵極驅動信號SgMl、SgRl的2個驅動信號。並且，這些柵極驅動信號SgMUSgRl被輸出至開關單元Ml、Rl的柵極端子，由此控制各開關單元動作的定時。平滑電容器102是為了抑制負載驅動系統100內的電壓波動而設置的。逆變器101具備U相臂、V相臂、W相臂並聯連接而成的三相橋式電路，將從降壓轉換器104供給的直流電流變換為三相交流電流，並向三相交流電動機103供電。
三相交流電動機103由接受三相交流供電的三相繞組構成。控制器105生成輸出至柵極驅動電路的指令信號。具體來說，控制器105比較載波信號與正弦波形的控制指令信號，將其比較結果也就是PWM信號Pl作為指令信號輸出至柵極驅動電路GDI。由於使用這樣生成的PWM信號P1，因此本實施方式所涉及的降壓轉換器在開關單元中流過的電流不是0[A]而是有限電流值的情況下，即不是零電流開關的情況下，進行開關單元的導通/截止。在此，所謂零電流開關是指在開關單元中流過的電流為0[A]之後，進行開關單元的導通/截止的開關方式。此外，控制器105也生成輸出至逆變器101的指令信號。(開關單元的結構)圖3是示意地表示本實施方式的降壓轉換器104具備的開關單元M1、R1的結構的剖面圖。
如圖3所示，半導體元件1000具有在n+基板110的表面側層疊n_漂移層111的構造。n+基板110使用以SiC等為代表的寬帶隙半導體基板。在n_漂移層111上形成p型體區域117，在p型體區域117的區域內形成n+源極區域115。在p型體區域117及n+源極區域115上，形成源極電極113。在rT漂移層lll、p型體區域117、n+源極區域115上，隔著柵極絕緣膜116形成柵極電極112，該柵極絕緣膜116由SiO2等的矽氧化膜、矽氧氮化膜、氧化鋁(Al2O3等)、HfO等的鉿氧化物、Ti、Zr、Nb、Ta等過渡金屬氧化物等構成。此外，在n_漂移層111的表面側，設置由Ni、Ti、Mo等的金屬構成的肖特基電極119。另一方面，在n+基板110的背面側形成漏極電極114。另外，在圖3中的n型區域示出的n上的+和-表示n型雜質濃度的高低，表示按照n_ < n < n+的順序n型雜質濃度變高。如以上說明那樣，在半導體元件1000中，由n+基板110、n_漂移層111、p型體區域117、n+源極區域115、源極電極113、柵極絕緣膜116、柵極電極112、漏極電極114形成金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體(MISFET)構造，將具有該MISFET構造的區域稱為MISFET區域142。該MISFET區域142如文字描述那樣是作為MISFET發揮功能的區域。以下，將以源極電極113的電位為基準的漏極電極114的電位定義為Vds [V]，將MISFET的閾值定義為Vth [V]，將以源極電極113的電位為基準的柵極電極112的電位定義為Vgs [V]，並繼續進行說明。在Vds彡0的狀態(正偏置的狀態)下，在Vgs彡Vth時(MISFET導通時)，因p型體區域117與柵極絕緣膜116之間的界面導通，由此經由JFET(Junction Field effecttransistor)區域121從漏極電極114向源極電極113流過電流。以下,在本實施方式中，在MISFET導通時而導通的、相當於p型體區域117與柵極絕緣膜116之間的界面的區域稱為「溝道區域」。此外，n_漂移層111的表面側部分之中的被p型體區域117夾著的區域是JFET區域121。在此，從漏極電極114向源極電極113的方向對應於圖3的實線所示的箭頭方向，以下，將該方向記為正向。另一方面，在Vds < 0的狀態(反偏置的狀態)下，在Vgs彡Vth時(MISFET導通時)，因溝道區域導通，經由JFET區域121從源極電極113向漏極電極114流過電流。在此，從源極電極113向漏極電極114的方向對應於與圖3的實線所示的箭頭相反的方向，以下，將該方向記為反向。S卩，在MISFET導通的情況下，溝道區域無論正向還是反向都導通。在Vgs < Vth的情況下(MISFET截止的情況下)，無論正向還是反向都不導通。即，在本實施方式中，在MISFET截止的情況下，溝道區域無論正向還是反向都不導通。此外，半導體元件1000除了 MISFET區域以外還具有二極體區域143，該二極體區域143由n+基板110、n_漂移層111、漏極電極114、肖特基電極119構成。在二極體區域143中，形成由n_漂移層111、肖特基電極119構成的肖特基勢壘二極體(以下，記為SBD) 120。IT漂移層111相當於本發明中的半導體層。 二極體區域143是發揮單極型二極體特性的區域。在相對於漏極電極114對肖特基電極119施加正電壓的狀態(正偏置狀態)下，如圖3中虛線所示的路徑那樣，從肖特基電極119向漏極電極114流過電流。相反，在相對於漏極電極114對肖特基電極119施加負電壓的狀態(二極體的反偏置狀態)下，肖特基電極119與漏極電極114之間不導通。在此，在轉換器中，連接源極電極113和肖特基電極119進行使用，MISFET區域142與二極體區域143為逆並聯的關係。因此，對於MISFET區域142而言，正偏置對應於對於二極體區域143而言的反偏置，而對於MISFET區域142而言，反偏置對應於對於二極體區域143而言的正偏置對應。如上所述，由於將從漏極電極114向源極電極113的方向定義為正向，因此對於二極體區域143而言，為正偏置時(對於MISFET區域142而言為反偏置時)，在二極體區域143中流過反向的電流。此外，對於二極體區域143而言為反偏置時(對於MISFET區域142而言為正偏置時)，在二極體區域143中沒有電流流過。二極體區域143中的在圖3的虛線示出的路徑上存在的半導體只有n型。因此，該二極體區域143為單極型。在本實施方式中，將在該二極體區域143中形成的SBD120用作回流二極體DM1、DRl (圖I)。這樣，由於將用作回流二極體的SBD內置在構成開關單元的半導體元件內，不需要在半導體元件以外另行設置回流二極體。因此，能夠使開關單元小型化，削減製造成本。此外，由於能夠減少部件數量，因此達到的效果是能夠抑制布線具有的寄生電容或寄生電感等引起的不希望的振動或噪聲。此外，構成半導體元件1000的n+基板110是寬帶隙半導體的基板。因此，與使用以往的由Si半導體構成的開關單元的情況相比，因為開關動作快，導通電阻低，所以能夠降低開關損耗，具有即便在高溫下也能夠進行穩定的開關動作的優點。除此之外，由於半導體元件1000具有MISFET構造，因此開關速度快。接下來，使圖3所示的半導體元件1000中流過的電流方向對應於圖I所示的電流IMU IRl、IDl的流向進行說明。如圖3中實線所示的方向那樣，在溝道區域中正向流過的電流如圖I中頂1所示的路徑那樣，相當於主開關單元Ml中流過的電流。如圖3中與實線所示的方向相反的方向那樣，在溝道區域中反向流過的電流如圖I中IRl所示的路徑那樣，相當於在整流用開關單元Rl中流過的電流。圖3中虛線所示那樣反向流過的電流，如圖I中IDl所示的路徑那樣相當於在整流用開關單元Rl中流過的電流。
(開關動作)圖4是表示本實施方式所涉及的降壓轉換器104動作時的時序圖，參照圖4(a) (h)說明本實施方式所涉及的降壓轉換器104進行的動作。在圖4(a)中，實線表示電感器106中流過的電流，虛線表示電感器106中流過的電流的平均值IL。在A期間，伴隨著電感器106中流過電流，電感器106的電壓上升蓄積能量。另一方面，在B期間，電感器106放出所蓄積的能量，流過電感器106的電流減少。伴隨於此，電感器106的電壓下降。 圖4(b)表不從控制器105輸出的PWM信號Pl的電壓波形。圖4(c)表不從柵極驅動電路GDl輸出的柵極驅動信號SgMl的電壓波形，圖4(d)表示柵極驅動信號SgRl的電壓波形。圖4(e)表示在主開關單元Ml的溝道區域中流過的電流Ml (圖I)的波形，圖4(f)表示在整流用開關單元Rl整體中流過的電流的波形。圖4(g)表示在整流用開關單元Rl中流過的電流之中、溝道區域中流過的電流IRl (圖3中的實線路徑)的波形，圖4(h)表示在回流二極體DRl (SBD120)中流過的電流IDl (圖3中的虛線路徑)的波形。也就是說，圖4(g)與圖4(h)的波形之和相當於圖4(f)所示的波形。在圖4(e)中以向上方的遷移表示正向電流，在圖4(f)、(g)、(h)中以向下方的遷移表示正向電流。本實施方式中的開關動作的特徵在於，在圖4(c)、(d)所示的柵極驅動信號中未設置空載時間。因此，如上述那樣，因為在圖4(c)、(d)所示的柵極驅動信號中不需要設置空載時間，所以能夠不必對PWM信號Pl進行延遲動作等而直接用作柵極驅動信號SgMl、SgRl。因不需要在柵極驅動信號中設置空載時間，由此能夠從柵極驅動電路GDl中去除用於將控制器105所輸出的PWM信號Pl變換為設置了空載時間的柵極驅動信號SgMl、SgRl的結構，如圖2中示出該電路結構那樣，能夠簡化柵極驅動電路的結構。此外，現有技術中降壓轉換器104需要具備控制主開關單元的柵極驅動電路、控制整流用開關單元的柵極驅動電路的2個柵極驅動電路。但是，根據本實施方式的結構，針對降壓轉換器104隻要配備I個柵極驅動電路，就能夠進行針對開關單元的控制，其結果實現轉換器組裝體積的縮小。此外，在圖4(c)、d)所示的柵極驅動信號中沒有設置空載時間的結果，在不存在開關單元Ml、Rl雙方都處於截止的期間的情況下，如圖4(h)所示，在回流二極體DRl沒有電流流過。柵極驅動信號中設置的空載時間，本來是為了防止因串聯連接的主開關單元Ml與整流用開關單元Rl同時處於導通狀態由此流過短路電流，而設置在柵極驅動信號中的。但是，本申請的發明者經過認真研究發現，只要雙方的開關單元處於導通狀態的期間是在規定期間內，則在兩開關單元之間就不會流過短路電流。首先，考察開關單元與電源連接的狀態。電源與開關單元之間例如可由被稱為母線的金屬板或金屬線連接、或者由在印刷基板上形成的金屬線路進行連接。此外，開關單元與地線之間也與電源的情況同樣地連接。上述母線作為電力線路具有電感，其值較小，將這種並非有意設置的電感稱為寄生電感。該寄生電感通常難以保持在100[nH]以下的小值。在此，考慮經由具有100[nH]寄生電感的電力線路來連接電源和開關單元的情況。在該狀態下，即便使用將主開關單元和整流用開關單元的雙方導通的情況下從截止轉移至導通的轉移時間為o[sec]這種的理想的開關單元，也不會流過短路電流。這是因為作用於寄生電感L的電源電壓V相對於寄生電感L中流過的電流I存在V = LXdl/dt的關係式。若對該關係式變形，則成為dl/dt=V/L，如果設定電源電壓為100 [V]，寄生電感L為100 [nH]，則dl/dt = 100 [A/sec]。根據該電流的變化dl/dt可知，短路電流隨著時間經過而增大，在從雙方的開關單元變為導通開始經過I [ns]之後，開關單元中流過I [A]的短路電流。通常，對於轉換器而言，由於在開關單元中流過10[A]左右以上的電流，因此即便在這種的開關單元中流過電流，也不會引起開關單元和母線的損壞。根據上述見解可知，為了流過10[A]左右的電流，需要10[ns]左右的時間。因此，這表示只要雙方開關單元處於導通的期間為上述的10[ns]左右的期間，在開關單元中就不會流過短路電流，能進行穩定動作。此外，在上述寄生電感L為10 [nH]的情況下，從雙方的開關單元變為導通開始經 過10[ns]之後，在開關單元中流過100[A]的電流，但是此時作為短期間的脈衝電流也是能夠容許的。然而，在將寄生電感L設定為100[nH]的情況下，若雙方的開關單元處於導通的期間持續100[ns]以上，則開關單元中流過的電流變為100[A]以上，難以進行安全動作。通過以上的驗證，表示出即便存在雙方的開關單元導通的期間只要該期間為10 100[ns]左右也不會流過短路電流,能夠進行安全動作。〈PWM信號與柵極驅動信號的波形不一致的情況>如以上所說明那樣，在本實施方式中，通過使從柵極驅動電路輸出用於各開關單元的開關動作的信號的定時一致，由此不必在柵極驅動信號中設置空載時間。在此，所謂「使用於各開關單元的開關動作的信號從柵極驅動電路輸出的定時一致」，是指在柵極驅動電路作為針對各開關單元的指令而輸出的信號波形上，高側開關單元Hl進行開關動作的定時、與低側開關單元LI進行開關動作的定時相一致。但是，在連接柵極驅動電路和開關單元的布線上包含寄生電容和寄生電感等，會產生由此引起的延遲。因此，在「使從柵極驅動電路輸出用於各開關單元的開關動作的信號的定時一致」中，不僅存在柵極驅動信號指定的定時與實際各開關單元進行的開關動作的定時相一致的情況，也可能存在柵極驅動信號指定的定時與實際進行各開關單元的開關動作的定時不一致的情況。利用圖5詳細進行說明。圖5是將柵極驅動信號SgMUSgRl的電壓波形和開關單元M1、R1的狀態對應起來表不的時序圖。圖5(a)表不柵極驅動信號SgMl、SgRl的電壓波形。另一方面，圖5 (b) (e)表示開關單元M1、R1為導通狀態或截止狀態的某個狀態，上側的波形表示主開關單元Ml的狀態，下側的波形表示整流用開關單元Rl的狀態。圖5(b)表示柵極驅動信號SgMl、SgRl指定的定時與實際各開關單元進行的開關動作的定時相一致的情況。該圖5(b)所示的情況對應於圖4所示的時序圖。圖5(c) (e)表示柵極驅動信號SgMl、SgRl指定的定時與實際各開關單元進行的開關動作的定時不一致的情況。在圖5 (c)中，按照存在主開關單元Ml和整流用開關單元Rl的雙方都處於截止的期間的方式進行動作。此外，在圖5(d)中，相對於主開關單元M1，整流用開關單元Rl的開關動作整體存在延遲。最後，在圖5(e)中，存在主開關單元Ml和整流用開關單元Rl的雙方都處於導通的期間。在圖5(d)、(e)的情況下，只要開關單元雙方都處於導通狀態的A期間、B期間的長度為10 100 [ns]，則根據上述的驗證所示那樣，不會流過短路電流。在圖5(c)、(d)的情況下，存在開關單元雙方都處於截止狀態的C期間、D期間、E期間。在此，若使用專利文獻2中記載的開關單元，並且如上述C期間、D期間、E期間那樣出現開關單元M1、R1雙方處於截止的期間的情況下，存在有可能在開關單元M1、R1之間流過短路電流的問題。參照圖6、7對其進行詳細說明。圖6是示意表示作為比較例的專利文獻2所涉及的開關單元的結構的剖視圖。構成開關單元的半導體元件9000與圖3中記載的半導體元件1000中的MISFET區域的構造 同樣，以由SiC等的寬帶隙半導體構成的MISFET作為基本構造。半導體元件9000在n+基板(SiC基板)910的表面側層疊n_漂移層911，在其上方依次形成p型體區域917、n+源極區域915。在p型體區域917及n+源極區域915上形成源極電極913。在n_漂移層911、p型體區域917、n+源極區域915上，隔著柵極絕緣膜916形成柵極電極912。另一方面，在n+基板910的背面側形成漏極電極914。在半導體元件9000中流過正向電流的情況下，如實線所示的路徑那樣，經由相當於p型體區域917和柵極絕緣膜916之間的界面的區域即溝道區域在JFET區域921中流過電流。此外，在該路徑中流過的電流相當於在主開關單元中流過的電流。另一方面，在對整流用開關單元施加反偏置進行同步整流的情況下，在與實線所示的路徑相反的方向上流過電流。在iT漂移層911和p型體區域917的界面，由PN結形成寄生的體二極體925 (有時也稱為寄生二極體。)。體二極體925是在MISFET中在構造上形成的寄生要素。在半導體元件9000作為二極體發揮作用時，即反向流過電流時，沿著虛線所示的路徑在體二極體925中流過電流。在專利文獻2中，該體二極體925被用作回流二極體。根據這種結構，較之與半導體元件9000另行連接二極體將其用作回流二極體的情況，能夠實現開關單元的小型化。但是，若將P N結的體二極體用作回流二極體，則因流過恢復電流而存在有可能流過短路電流的問題。參照圖7的時序圖對此進行詳細說明。圖7是表示比較例所涉及的存在主開關單元、整流用開關單元的雙方處於截止的期間的情況下的時序圖。圖7中是對應於圖5(c)所示的情況的時序圖。在圖7(a)中，實線表示在降壓轉換器所具備的電感器中流過的電流，虛線表示在電感器中流過的電流的平均值IL。圖7(b)表示輸出至主開關單元的柵極驅動信號的電壓波形，圖7(c)表示輸出至整流用開關單元的柵極驅動信號的電壓波形。圖7(d)、(e)分別表示主開關單元、整流用開關單元處於導通狀態或者截止狀態的某個狀態。圖7(f)表示在主開關單元的溝道區域中流過的電流的波形，圖7(g)表示在整流用開關單元整體中流過的電流的波形。圖7(h)表示在整流用開關單元中流過的電流之中的、流過溝道區域的電流的波形，圖7(i)表示流過體二極體925的電流(圖6的虛線的路徑)的波形。即，圖7(h)和圖7(i)的波形相加相當於圖7(g)所示的波形。在圖7(f)中以向上方的轉移表示正向電流，在圖7(g)、(h)、(i)中以向下方的轉移表示正向電流。在空載時間DTI、DT2的期間，僅在雙方的開關單元處於截止的期間，在回流二極體中流過反向電流。在此，被用作回流二極體的體二極體925是PN 二極體、即雙極型元件。因此，流過因所謂的少數載流子積蓄效應而引起的恢復電流(A)。若具體進行說明，當從在空載時間DT2在回流二極體中流過反向電流的狀態(對於回流二極體來說為正偏置的狀態)起、轉移至時刻(I)所示的主開關單元導通的狀態時，回流二極體從正偏置切換至反偏置。此時，由於回流二極體是雙極型元件，因此需要用於從正偏置狀態下在回流二極體中流過反向電流的狀態切換至沒有二極體反偏置的正向電流流過的截止狀態的期間。用於向該截止狀態切換的期間相當於n區域中存在的少數載流子(空穴)消失的期間，在該期間流過作為反向電流的恢復電流(A)。再者，流過恢復電流的期間(恢復時間)在Si半導體的P N結型二極體中為數百[ns]以上的程度。 如圖7(f)、(g)所示，流過該恢復電流的期間是主開關單元和整流用開關單元的雙方處於導通的狀態(導通狀態)。即，流過恢復電流的期間相當於雙方的開關單元處於導通的期間。因此，在流過恢復電流的期間超過上述的10 100[ns]的期間的情況下，意味著雙方的開關單元處於導通的期間超過了 10 100[ns]的期間，會在開關單元之間流過短路電流。再有，對於使用專利文獻2所涉及的開關單元時的問題，除了上述說明的短路電流的問題以外，還列舉出如下問題。首先，已知恢復電流是開關損耗、噪聲增大、因過電流引起的元件損壞等問題的原因。由於回流二極體中反向流過的電流量越多，則恢復電流越大，因此在轉換器中使用的開關單元這種的處理大功率的功率半導體元件的情況下，該問題尤為顯著。此外，在將MISFET具有的體二極體用作回流二極體的情況下，據稱會出現MISFET的結晶劣化(專利文獻4、非專利文獻1)，其結果將無法保障MISFET的穩定動作。並且，作為SiC固有的技術問題，在PN結中持續流過正向電流會引起SiC的結晶缺陷增大，伴隨於此存在開關損耗增大的問題(非專利文獻2)。再有，由於SiC是寬帶隙半導體，因此體二極體的室溫中的啟動電壓為較高的約2. 7V，其結果還存在損耗變大的問題。另一方面，在使用本實施方式所涉及的開關單元的情況下，即便出現開關單元雙方處於截止狀態的期間，也不會產生專利文獻2中發生的短路電流的問題。參照圖8對此進行說明。圖8是表示本實施方式所涉及的存在開關單元M1、R1的雙方處於截止的期間的情況下的時序圖。在圖8中也與圖7同樣,表不對應於圖5(c)所不的情況的時序圖。此外，圖8(a) ⑴所示的波形對應於圖7(a) ⑴所示的波形。在本實施方式中，如圖3所示那樣SBD被用作回流二極體。由於SBD是單極型二極體，因此不同於MISFET自身具有的體二極體這種的雙極型二極體，沒有少數載流子流入。因此，如圖8(i)中的時刻(I)所示，幾乎不存在流過因少數載流子積蓄效應引起的恢復電流的期間。因此，能夠防止由於流過恢復電流的期間超過上述的10[ns]-100[ns]的期間而流過短路電流的情況。
再有，因為幾乎沒有恢復電流流過，從而以此為原因的開關損耗被降低，所以能夠提高開關頻率。其結果，由於能夠減小作為被動部件的電容器的電容值和作為被動部件的電抗器的電感值，因此能夠實現電容器及電抗器的小型化，並且有助於成本的降低。此外，若噪聲降低，則能夠削減噪聲濾波器等的減噪部件，可降低成本。此外，在本實施方式中，由於在MISFET具有的體二極體中沒有電流流過，因此不會引起MISFET出現結晶劣化、或者因二極體的啟動電壓較高而導致損耗變大等的問題。第2實施方式以下，對於第2實施方式主要說明與第I實施方式不同的部分。此外，由於本實施方式中的時序圖與圖4相同，因此省略說明。(整體結構)圖9表示具備第2實施方式所涉及的降壓轉換器的負載驅動系統200的整體結構圖。與第I實施方式所涉及的負載驅動系統100的不同點是降壓轉換器204的結構，特別是開關單兀M2、R2的結構。此外,對於與負載驅動系統100相同的結構附於與圖I相同的符號，並省略其說明。降壓轉換器204是主開關單元M2和整流用開關單元R2串聯連接而成。柵極驅動電路⑶2基於從控制器105輸出的PWM信號Pl，生成針對主開關單元M2、R2的柵極驅動信號SgMl、SgRl。儘管在開關單元M2、R2中分別連接回流二極體DM2、DR2，但本實施方式所涉及的開關單元M2、R2的結構與第I實施方式所涉及的開關單元Ml、Rl的結構不同。以下，參照圖10、圖28對其不同點進行說明。(開關單元的結構)圖10是示意地表示本實施方式的降壓轉換器204具備的開關單元M2、R2的結構的剖面圖。另一方面，圖28是用於說明開關單元M2、R2的動作的示意剖面圖，是僅從圖10所示的構成中取出用於說明動作所需要的部分的剖面圖。構成開關單元M2、R2的半導體元件2000與第I的實施方式同樣，由具有金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體(MISFET)構造的寬帶隙半導體構成。如圖10、11所示，半導體元件2000具有在n+基板210的表面側層疊了 n_漂移層211的構造。n+基板210採用以SiC等為代表的寬帶隙半導體基板。在n_漂移層211內形成p型體區域217，在p型體區域217的區域內形成n+源極區域215。在p型體區域217的區域內還形成p型接觸區域218。在n+源極區域215及p型接觸區域218上，形成源極電極213。源極電極213與n+源極區域215及p型接觸區域218的雙方電連接。此外，將n_漂移層211的表面側部分之中的由p型體區域217夾著的區域作為JFET 區域 221。在n_漂移層211上，形成通過外延生長所形成的n型SiC半導體層即作為碳化矽半導體層的溝道層222。溝道層222形成得與p型體區域217及n+源極區域215的至少一部分相接。在溝道層222上，隔著柵極絕緣膜216形成柵極電極212。在多個柵極電極212之間形成層間絕緣膜227，在其上方層疊源極布線226。
另一方面，在n+基板210的背面側形成漏極電極214，在漏極電極214的背面側形成晶片接合(die bonding)用的背面電極228(圖10)。
如圖28所示，在半導體元件2000中，由n+基板210、rT漂移層211、p型體區域217、n+源極區域215、p型接觸區域218、源極電極213、溝道層222、柵極絕緣膜216、柵極電極212、漏極電極214形成金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體(MISFET)構造，將具有該MISFET構造的區域稱為MISFET區域242。在圖11中，位於溝道層222中的p型體區域217上方的區域223，是作為在MISFET導通的情況下源極電極213與漏極電極214之間導通時的溝道發揮功能的區域。以下，將該區域223稱為溝道區域223。此外，溝道區域223的長 度由圖面上的與p型體區域217中的溝道層222相接的界面的水平方向尺寸來規定。在第I的實施方式中，與MISFET區域142獨立地形成二極體區域143，將該二極體區域143作為回流二極體發揮功能。另一方面，在本實施方式中，在半導體元件2000內並不形成獨立的二極體區域，而是MISFET區域242兼用作二極體區域。接下來對此進行詳細說明。參照圖11說明半導體元件2000的動作。在以下的說明中，將以源極電極213的電位為基準的漏極電極214的電位定義為Vds [V]，將MISFET的閾值定義為Vth [V]，將以源極電極213的電位為基準的柵極電極212的電位定義為Vgs[V]。在Vds彡0的狀態(正偏置狀態)下，在Vgs彡Vth時(MISFET導通時)，溝道區域223變為導通，由此經由JFET區域221流過正向電流。再者，n_漂移層211的表面側部分之中的被P型體區域217夾著的區域是JFET區域221。此處的正向是與圖11的實線所示的路徑224相反的方向。另一方面，在Vds < 0狀態(反偏置狀態)下，在Vgs彡Vth時(MISFET導通時)，溝道區域223變為導通，由此經由JFET區域221流過反向電流。此處的反向是圖11的實線所示的路徑224的方向。S卩，在MISFET導通的情況下,溝道區域223無論正向還是反向都導通。再者,該動作是與第I實施方式所涉及的半導體元件1000中的MISFET區域142相同的動作。但是，在Vgs < Vth時(MISFET截止時)的動作與半導體元件1000中的MISFET區域142不同。在此，利用圖12說明本實施方式所涉及的半導體元件2000的正向、反向特性。圖12(a)是表示半導體元件2000中的溝道區域223的周邊部分的剖視圖，圖12(b)、(c)是表示出分別在流過(a)所示的A-A』剖面的正向、反向的電流時的傳導帶能量分布的曲線的圖。首先，參照圖12(b)說明半導體元件2000的正向特性(Vds彡0時)。在Vds =20[V]且Vgs = 0[V]時、即在(b)所示的曲線之中的最上側的曲線的情況下，由於溝道區域223的傳導帶能量比源極上區域及JFET上區域的傳導帶能量高，因此沒有載流子流過。並且，若在Vds = 20[V]的狀態下按照使Vgs從OV開始上升的方式施加柵極電壓，則溝道區域223的傳導帶能量下降，源極上區域與溝道區域223之間的勢壘消失。由此，從源極區域215經由溝道區域223向JFET區域221側(漏極電極214側)流入載流子(電子)。接下來，參照圖12(c)說明半導體元件2000的反向特性(Vds < 0時)。在Vgs =0[V]且Vds = 0[V]時，即在(C)所示的曲線之中的最下側的曲線的情況下，由於溝道區域223的傳導帶能量比源極上區域及JFET上區域的傳導帶能量還高，因此沒有載流子流過。並且，若在Vgs = O [V]的狀態下使Vds從OV開始下降，則JFET上區域的傳導帶能量升高，與溝道區域223之間的勢壘變低。由此，從JFET區域221側(漏極電極側)經由溝道區域223向源極區域215流入載流子(電子)。由此，在反向電流流過體二極體225之前，開始在溝道層222內的溝道區域223、即溝道二極體中流動。將溝道二極體中流出電流的Vds的絕對值定義為VfO。在第I實施方式的MISFET區域142中，在Vgs < Vth時(MISFET截止時)，溝道區域無論正向還是反向都不會導通。另一方面，在本實施方式中的MISFET區域242中，SP便在0≤Vgs < Vth時(MISFET截止時)，只要滿足Vds < -VfO (反偏置狀態)的條件，溝道區域223就會導通，由此經由JFET區域221流過反向電流，即在圖11的實線所示的路徑224的方向上流過電流。因此，在滿足0≤Vgs < Vth、且Vds < -VfO的條件時，MISFET區域242能夠作為二極體區域發揮作用。在本實施方式中，將MISFET區域242具備的作為二極體區域的功能用作回流二極體。以下，將在滿足0≤Vgs < Vth、且Vds < -VfO的條件時流過反向電流的特性稱為溝道二極體。此外，溝道二極體的啟動電壓(VfO)設定得小於MISFET區域242具備的體二極體225的啟動電壓即2. 7[V](圖13(a))。在MISFET導通時經由溝道區域223流過反向電流的路徑與溝道二極體導通時經由溝道區域223流過反向電流的路徑相同，此時的路徑是圖11中實線所示的路徑224。此夕卜，作為參考在圖11中以虛線表示了 MISFET區域242具備的體二極體225中流過反向電流時的路徑，但該虛線所示的路徑與實線所示的路徑224明顯不同。再者，在0≤Vgs < Vth且Vds≥0時與一般的MISFET同樣，源極電極213與漏極電極214之間無論正向還是反向都不導通，MISFET處於截止狀態。 接下來，參照圖13說明半導體元件2000的電流-電壓特性(I-V特性)。圖13(a)表示本申請發明者試製的半導體元件2000的室溫中的I-V特性。試製的半導體元件2000是 MISFET 的一種即採用 SiC 的 DMOSFET (Double Implanted MOSFET)，具有與圖 10 所示的構造相同的構造。圖13的各曲線是橫軸取Vds、縱軸取正向流過的電流值的曲線。假設在電流反向流過時縱軸的值具有負的值。正向(Vds^ 0V)的 I-V特性在 Vgs = 0、5、10、15、20[V]處測得。反向(Vds ^ 0V)的I-V特性在Vgs = OV處測得。根據圖13(a)可知，在半導體元件2000中，反向電流的啟動電壓VfO的絕對值為IV附近，是小於作為SiC的PN擴散電位的2. 7V的值。在此，PN擴散電位相當於體二極體的啟動電壓。由此，因為VfO的絕對值比體二極體的啟動電壓低，因此反向流動的電流經由MISFET的溝道區域(溝道二極體)流過，而不是經由體二極體流過。因此，通過使用溝道二極體能夠降低導通損耗。此外，由於體二極體的啟動電壓依賴於半導體材料的帶隙大小，因此在碳化矽半導體這種的寬帶隙半導體中，體二極體的啟動電壓特別高。其結果，因經由溝道二極體流過反向電流而引起的導通損耗的降低，將更有意義。圖13(b)表示作為比較例採用了 Si的MOSFET的室溫中的I_V特性。在比較例的情況下，反向電流的啟動電壓的絕對值為0. 6V。此時的反向電流流過體二極體，反向電流的啟動電壓相當於體二極體的啟動電壓。在比較例的情況下，由於Si的絕緣擊穿電場比SiC低，因此為了具有與SiC相同的耐壓，需要至少增大n_漂移層的膜厚，減小n漂移層的雜質濃度。但是，如果使n_漂移層具有這種結構，則與具有相同耐壓的SiC-MISFET相比，Si-MISFET存在導通損耗變高的問題。再有，由於Si的帶隙為較低的I. Ie V，因此在150°C左右PN結的漏電流增大。因此，在使用Si-MISFET時工作溫度受到限制。如以上所說明那樣，在本實施方式的半導體元件2000中，開關單元作為二極體發揮功能時的反向電流通過溝道區域流動。也就是說，流過該溝道二極體的電流的路徑與流過寄生的體二極體時的路徑完全不同。根據該結構，能夠將溝道二極體的啟動電壓設定得低於體二極體的啟動電壓，可降低導通損耗。此外，與第I實施方式中的半導體元件1000不同，由於MISFET區域兼用於作為二極體區域的功能，因此不需要在MISFET區域以外另行形成二極體區域。因此，能夠進一步、實現開關單元的小型化。再有，由於在本實施方式中作為回流二極體發揮功能時的反向電流通過溝道區域，因此反向電流流過的路徑長度比第I實施方式短。因此，本實施方式可進一步加快回流二極體的啟動速度，相對於柵極驅動信號開關單元實際的動作延遲減少。由於上述的溝道二極體，與第I實施方式中的SBD相同是單極動作，因此較之雙極型的二極體其正向電壓降較低。因此，較之使用雙極型二極體的情況，能夠提高電力變換效率，並且能夠期待回流二極體的發熱抑制效果。除此以外，在半導體元件2000中，因為經由溝道外延生長層流過反向電流，所以能夠避免因PN結中流過電流引起的結晶缺陷增加的問題。接下來，參照圖10、及圖14至圖17，說明半導體元件2000的製造方法。如圖14(a)所示，準備n+基板(SiC基板)210。n+基板210例如可採用低電阻的n型4H-SiC的切割基板等。接下來，如圖14(b)所示，通過外延生長在n+基板210上形成高電阻的n_漂移層211。n_漂移層211例如可採用n型4H-SiC等。然後，如圖14 (c)所示，在rT漂移層211上形成由例如SiO2構成的掩膜230，注入例如鋁(Al)離子或者硼(B)離子 231。在圖14(c)所示的離子注入之後，除去掩膜230，在例如1700°C左右的高溫中在惰性環境氣中進行活性化退火，如圖15(a)所示形成p型體區域217。接下來，如圖15(b)所示，設置未圖示的掩膜，在P型體區域217中注入例如氮離子，由此形成n+源極區域215。接著，例如通過注入Al或者B離子由此形成p型接觸區域218。然後，除去掩膜進行活性化退火。在此，活性化退火例如在惰性環境氣中以1700 1800°C左右的溫度實行30分鐘左右。再者，儘管在圖15(a)中實施了活性化退火，但也可以在圖15(a)的工序中不實施活性化退火，而通過在圖15(b)中進行活性化退火，由此統一進行圖15(a)中的活性化退火。接下來，如圖15(c)所示，在包括p型體區域217、n+源極區域215及p型接觸區域218在內的n_漂移層211的整個表面，利用碳化矽使外延生長層232進行外延生長。再、者，外延生長層232也可以具有雜質濃度在厚度方向上變化的構造。接著，如圖16(a)所示，對外延生長層232的規定部位進行幹法蝕刻，形成溝道層222。然後，通過對溝道層222的表面進行熱氧化，形成柵極絕緣膜216。之後，如圖16(b)所示，在柵極絕緣膜216的表面，堆積摻雜了磷(P)離子的多結晶矽膜233。多結晶矽膜233的厚度例如為500[n m]左右。接著，如圖16(c)所示，使用掩膜(未圖示)對多結晶矽膜233進行幹法蝕刻，由此在期望的區域形成柵極電極212。接下來，如圖17(a)所示，以覆蓋柵極電極212的表面及n_漂移層211的表面的方式，例如通過CVD法堆積SiO2層234。SiO2層234的厚度例如為I. 5 [ym]。接下來，如圖17(b)所示，通過使用了掩膜(未圖示)的幹法蝕刻，形成層間絕緣膜227，同時形成通孔235。之後，如圖17(c)所示，例如在層間絕緣膜227上形成厚度50 [nm]左右的鎳膜，接下來，通過蝕刻按照使通孔235的內部及其周邊的一部分殘留的方式除去鎳膜。在蝕刻之
後，在惰性環境氣內通過例如950°C、5分鐘的熱處理，使鎳與碳化矽表面反應，從而形成由矽化鎳構成的源極電極213。並且，在n+基板210的背面例如也在整面堆積鎳，同樣通過熱處理使其與碳化矽反應來形成漏極電極214。接下來，在層間絕緣膜227及通孔235上堆積厚度4 y m左右的鋁，按照期望的圖案進行蝕刻來獲得源極布線226。最後，在半導體晶片端形成與柵極電極接觸的柵極布線，並且在漏極電極214的背面，堆積例如Ti/Ni/Ag，作為晶片接合用的背面電極228。這樣一來，可獲得圖10所示的半導體元件2000。[第2實施方式的變形例]圖18是示意地表示第2實施方式的變形例所涉及的半導體元件2000A的結構的首1J視圖。第2實施方式所涉及的半導體元件2000是所謂的縱型平板MISFET構造。另一方面，圖18所示的半導體元件2000A具有縱型溝槽MISFET構造。構成開關單元的半導體元件即便是縱型溝槽MISFET構造，也能夠獲得與上述相同的效果。再者，在圖18中，對於與圖10所示的構造相同的結構附於相同符號。接下來，參照圖18至圖22說明半導體元件2000A的製造方法。首先，如圖19(a)所示，準備n+基板210。作為n+基板210，可採用例如低電阻的n型4H-SiC切割基板。接下來，如圖19(b)所示，通過外延生長在n+基板210上形成高電阻的rT漂移層211。rT漂移層211可採用例如n型4H-SiC等。接著，如圖19 (c)所示，通過外延生長在n_漂移層211的表面上形成例如厚度為0. 5m Im左右的p型體區域217。接下來，如圖20 (a)所示，通過在p型體區域217的表面注入例如氮離子，或者通過外延生長形成高濃度的n+半導體層237。接著，通過注入例如鋁(Al)離子或者硼(B)離子，按照從n+半導體層237的表面到達p型體區域217的方式，形成p型接觸區域218，並進行活性化退火。接著，如圖20(b)所示，利用掩膜(未圖示)對碳化矽進行幹法蝕刻，從而在期望的區域與溝槽236 —起形成n+源極區域215。溝槽236是貫通n+源極區域215及P型體區域217n併到達漂移層211的凹部。接著，如圖20(c)所示，在包含溝槽236的側面的區域上，利用碳化矽使外延生長層232進行外延生長。再者，外延生長層232也可以具有雜質濃度在厚度方向上變化的構造。接下來，如圖21 (a)所示，通過對外延生長層232進行幹法蝕刻，形成溝道層222。之後，對溝道層222的表面進行熱氧化，由此形成柵極絕緣膜216。接著，如圖21(b)所示，在柵極絕緣膜216的表面堆積摻雜了例如磷(P)的厚度為500[nm]左右的多結晶矽膜233，接下來，通過幹法蝕刻為期望的圖案，形成柵極電極212。接下來，如圖22(a)所示，在柵極電極212的表面堆積例如厚度I. 5m左右的SiO2層。接著，通過使用掩膜(未圖示)的幹法蝕刻，形成層間絕緣膜227，同時形成通孔235。之後，如圖22(b)所示，在層間絕緣膜227上形成例如厚度50[nm]左右的鎳膜，接著通過蝕亥IJ，保留通孔235的內部及其周邊的一部分，除去鎳膜。在蝕刻之後，在惰性環境氣內，通過例如950°C、5分鐘的熱處理，使鎳與碳化矽表面反應，從而形成由矽化鎳構成的源極電極213。再者，在n+基板210的背面，也在整面堆積例如鎳，同樣通過熱處理使其與碳化矽反應，由此形成漏極電極214。接著，在層間絕緣膜227及通孔235上，堆積例如厚度4 U m左右的鋁，蝕刻成期望的圖案之後，如圖18所示那樣得到源極布線226。最後，在半導體晶片端形成與柵極電極接觸的柵極布線，並且在漏極電極214的背面堆積例如Ti/Ni/Ag，作為晶片接合用的背面電極228。這樣一來，得到圖18所示的半導體元件2000A。 第3實施方式在本實施方式中，說明構成為在開關單元間更加不易流過短路電流的柵極驅動電路。圖23(a)是表示本實施方式所涉及的柵極驅動電路的電路結構的圖，圖23(b)是表示在進行開關動作時的開關單元的端子間電壓波動的圖。再者，對於圖23(a)中的結構，附於基於圖I中圖示的符號。以下，儘管僅說明主開關單元，但在整流用開關單元中也可同樣地進行說明。首先，參照圖23(a)、(b)，對於開關單元進行的開關動作，著眼於各開關單元的柵極電極與源極電極間的柵極電容(以下，簡記為各開關單元的柵極電容。)的充放電進行說明。如圖23(b)所示，在區間X中，從直流電源D C供給的電力對各開關單元的柵極電容進行充電，開關單元的端子間電壓逐漸增加。並且，在端子間電壓超過了虛線所示的閾值時，開關單元進行從截止切換至導通的開關動作。之後儘管開關單元的端子間電壓繼續上升，但如果各開關單元的柵極電容的充電結束，則端子間電壓停止上升。另一方面，在區間Y中，各開關單元的柵極電容中所充的電力被放電，開關單元的端子間電壓逐漸減少。並且，在端子間電壓變為虛線所示的閾值以下時，開關單元進行從導通切換至截止的開關動作。之後，儘管開關單元的端子間電壓繼續下降，但如果各開關單元的柵極電容的放電結束，則端子間電壓停止下降。如圖23(a)所示，在區間X中在供給來自直流電源DC的電力的路徑上包含電阻rstl。此外，在區間Y中在從各開關單元的柵極電容進行放電的路徑上包含電阻rst2。因此，通過改變電阻rstl、rst2的電阻值，能夠改變區間X及區間Y的長度。因此，通過使從截止變為導通的轉移時間比從導通變為截止的轉移時間長，從而能夠防止在開關單元間流過短路電流。即，通過將電阻rstl的電阻值設定得大於rst2的電阻值，能夠構成為在開關單元間更加不易流過短路電流。再者，圖23所示的柵極驅動電路的結構當然可以應用於第I及第2實施方式的雙方。
圖24是使應用本實施方式的結構時所涉及的開關單元進行開關動作時的、開關單元的端子間電壓波動與此時的開關單元的狀態對應起來進行表示的圖。圖24(a)表示主開關單元，(b)表示整流用開關單元。如圖24(a)、(b)的時刻(I)所示，(a)中的端子間電壓開始上升的時刻與(b)中的端子間電壓開始下降的時刻一致。此外，在時刻(2)處，(a)中的端子間電壓開始下降的時刻與(b)中高的端子間電壓開始上升的時刻一致。這樣，設在開始上升的時刻和開始下降的時刻一致的情況下，在柵極驅動信號中沒有設置空載時間。此外，在採用本實施方式的結構時，產生主開關單元和整流用開關單元的雙方開關單元處於截止的期間F、G。但是，在使用具備第I及第2實施方式所涉及的半導體元件的開關單元的情況下，由於如上述所說明那樣幾乎不會產生恢復電流，因此不會帶來在使用專利文獻2所涉及的半導體元件時產生的那種問題。第4實施方式 採用在柵極驅動信號不設置空載時間的構成的結果，如已敘述那樣能夠簡化柵極驅動電路的結構。在本實施方式中，具體例示了簡化結構之後的柵極驅動電路。圖25表示本實施方式所涉及的柵極驅動電路的電路結構圖。此外，在圖25中的結構中附於基於圖I中圖示的符號。雖然以下僅對主開關單元進行說明，但在整流用開關單元也能夠同樣說明。圖25 (a)所示的柵極驅動電路⑶I具備脈衝變壓器240、脈衝電流發生器241。脈衝變壓器240由被施加從脈衝電流發生器241輸出的脈衝電流的初級線圈LPl、將柵極驅動信號SgMl施加於主開關單元Ml的柵極電極的第I次級線圈LM1、將柵極驅動信號SgRl施加於整流用開關單元Rl的柵極電極的第2次級線圈LRl組成。從脈衝電流發生器241向脈衝變壓器240的初級線圈LPl中流過脈衝電流，由此經由次級線圈LM1、LRl向主開關單元、整流用開關單元供給柵極驅動信號SgMl、SgRl。此夕卜，通過使第2次級線圈LRl的卷繞方向與第I次級線圈LMl的卷繞方向相反，能夠生成相對於柵極驅動信號SgMl波形翻轉的柵極驅動信號SgRl。圖25(b)表示簡化了結構同時，在開關單元之間更不易流過短路電流的結構下的柵極驅動電路。如圖25(b)所示，在來自直流電源DC的電力向各開關單元的柵極電容進行充電的路徑上，包含電阻rst3。另一方面，在從各開關單元的柵極電容進行放電的路徑上，不包含電阻。通過採用這種電路結構，能夠使從截止嚮導通的轉移時間比從導通向截止的轉移時間長，其結果能夠防止在開關單元之間流過短路電流。根據本實施方式所涉及的柵極驅動電路，無需詳細地設定開關動作的時序圖，能夠簡化控制。此外，只要針對各相臂配備一個柵極驅動電路，就能夠進行對開關單元的控制，其結果能夠實現轉換器的裝配體積的縮小。此外，圖25的各圖所示的柵極驅動電路的結構當然可應用於第I及第2實施方式的雙方。此外，通過實驗可確認即便在採用這種結構時，降壓轉換器也正常進行動作。第5實施方式在上述實施方式中說明了降壓轉換器，但本發明並不限定於降壓轉換器，也可應用於升壓轉換器。以下，對其進行詳細說明。圖26是表示具備本實施方式所涉及的升壓轉換器504的負載驅動系統500的整體結構的圖。
負載驅動系統500具備直流電源DC、升壓轉換器504、逆變器501、三相交流電動機503、控制器505。由於直流電源DC、逆變器501、三相交流電動機503、控制器505是分別與圖I及圖2所示的直流電源DC、逆變器101、三相交流電動機103、控制器105相同的結構，因此在此省略說明，主要說明升壓轉換器504的結構。升壓轉換器504對直流電源DC的電壓進行升壓，將升壓後的直流電壓輸出至逆變器501。具體而言，升壓轉換器504具備主開關單元M5、整流用開關單元R5、平滑電容器 502、電感器506、柵極驅動電路⑶5。主開關單元M5與整流用開關單元R5串聯連接，各開關單元具備回流二極體DM5、DR5。這些開關單元M5、R5中採用第I及第2實施方式及其變形例所涉及的半導體元件的某一個。柵極驅動電路⑶5與開關單元M5、R5的柵極端子連接，基於從控制器505輸出的PWM信號Pl，生成針對開關單元M5、R5的柵極驅動信號SgMl、SgRl。這些柵極驅動信號SgMl、SgRl被輸出至開關單元M5、R5的柵極端子，來控制開關單元M5、R5的開關動作。此夕卜，柵極驅動電路GD5是與圖2所示的柵極驅動電路GDl相同的電路結構。對於在本實施方式的電感器506中流過的電流波形、柵極驅動信號SgMl、SgRl的電壓波形、以及開關單元M5、R5中流過的電流波形的時序圖，由於與第I實施方式所涉及的時序圖(圖4、圖8)相同，因此省略其詳細說明。在圖4、圖8的各時序圖中，將第I實施方式所涉及的主開關單元Ml置換為主開關單元M5，將第I實施方式所涉及的整流用開關單元Rl置換為整流用開關單元R5，從而能同樣地進行說明。如以上所說明那樣，即便在升壓轉換器中也能夠同樣地獲得第I及第2實施方式中的效果。再有，也可將第3及第4的實施方式應用於本實施方式。第6實施方式本發明不僅能應用於降壓轉換器和升壓轉換器，還能應用於升降壓轉換器。圖27是表示具備本實施方式所涉及的升降壓轉換器604的負載驅動系統600的整體結構的圖。負載驅動系統600具備直流電源DC、升降壓轉換器604、逆變器601、三相交流電動機603、控制器605。直流電源DC、逆變器601、三相交流電動機603、控制器605分別是與圖I及圖2所示的直流電源DC、逆變器101、三相交流電動機103、控制器105相同的結構。本實施方式所涉及的升降壓轉換器604在從直流電源DC向三相交流電動機603供給電力時進行降壓動作，在從三相交流電動機603向直流電源DC供給電力時(各旋轉中的三相交流電動機603所產生的電力充電至直流電源DC時、例如再生制動時)進行升壓動作。升降壓轉換器604具備 第I開關單元SW1、第2開關單元SW2、平滑電容器602、電感器606、柵極驅動電路⑶6。開關單元SW1、SW2串聯連接，各開關單元具備回流二極體D61、D62。在這些開關單元SW1、SW2中，使用第I及第2實施方式及其變形例所涉及的半導體元件的某一個。柵極驅動電路⑶6基於從控制器605輸出的PWM信號Pl，生成針對開關單元SWl、SW2的柵極驅動信號SgMl、SgRl。由這些柵極驅動信號SgMUSgRl來控制開關單元SW1、SW2的開關動作。此外，柵極驅動電路GD6是與圖2所示的柵極驅動電路GDl相同的電路結構。在升降壓轉換器604進行降壓動作時，開關單元SWl作為主開關單元、開關單元SW2作為整流用開關單元發揮作用。另一方面，在進行升壓動作時，開關單元SWl作為整流用開關單元、開關單元SW2作為主開關單元發揮作用。對於本實施方式中的電感器606中流過的電流波形、柵極驅動信號SgMl、SgRl的電壓波形、以及開關單元SW1、SW2中流過的電流波形的時序圖，能夠與第I實施方式所涉及的時序圖(圖4、圖8)同樣地進行說明。在圖4、圖8的各時序圖中，第I實施方式所涉及的主開關單元Ml相當於作為主開關單元發揮作用一側的開關單元，第I實施方式所涉及的整流用開關單元Rl相當於作為整流用開關手發揮作用的一側的開關單元。在升降壓轉換器中，也能夠獲得第I及第2實施方式中的效果。再有，也能夠將第3及第4實施方式應用於本實施方式中。再者，在本實施方式中，例示了在從直流電源DC向三相交流電動機603供給電力時進行降壓動作、在從三相交流電動機603向直流電源DC供給電力時進行升壓動作的升降壓轉換器的結構。本實施方式並不限定於該例示，也可以應用於如下的升降壓轉換器，該升降壓轉換器在從直流電源向三相交流電動機供給電力時進行升壓動作，在從三相交流電動機向直流電源供給電力時進行降壓動作。以上，對第I 第6的實施方式進行了說明，但本發明並不限於這些實施方式。例如，可考慮以下這種的變形例等。[變形例](I)第I實施方式中記載的SBD只要對n_漂移層形成肖特基電極就可得到必要的特性。因此，作為形成SBD的位置可選擇各種的位置。例如，可對n_漂移層實施加工，在其位置形成SBD。此外，未必對一個MISFET區域形成一個SBD，也可以對於多個MISFET區域形成一個SBD。(2)在將第I實施方式中記載的SBD用作回流二極體的情況下，如果適當地選擇肖特基電極中使用的金屬，能夠進一步降低正向的電壓降，能夠進一步抑制導通損耗。(3)在上述實施方式中，並未在MISFET之外單獨設置回流二極體，但所要求的負載電流大於溝道二極體的電流容量的情況下，也可以另行單獨設置回流二極體元件。在該情況下，負載電流流過溝道二極體和另行設置的回流二極體元件的雙方，因此，回流二極體元件的電流容量能夠設定得小於現有的回流二極體元件的電流容量。這樣一來，能夠縮小回流二極體的晶片面積並且降低成本。(4)用於實施本發明的開關單元的結構並不限於上述實施方式所涉及的開關單
J Li o(5)在圖10、11所示的半導體元件2000中，說明了在n漂移層211的上面形成溝道層222的例子。本發明並不限定於該例，溝道層222的上面也可以存在於與n+源極區域215、p型接觸區域218的上面相同的面上、即溝道層222存在於n_漂移層211內。例如通過依次實行在形成P型體區域217之後形成溝道層222的工序、和形成n+源極區域215、p型接觸區域218的工序，能夠製造出這種半導體元件。(6)在第I實施方式中，說明了沒有形成第2實施方式所涉及的半導體元件2000 所具備的溝道層的半導體元件1000的構造。本發明並不限定於此，第I實施方式所涉及的半導體元件1000也可以構成為具有溝道層。此時，位於溝道層中的P型體區域117的上方的區域作為溝道區域發揮作用。
(7)在本說明書中，將多數載流子設定為電子、將少數載流子設定為空穴、將權利要求中記載的第I導電型設定為n型、將第2導電型設定為p型進行了說明，但即便在相反極性的情況下，即將多數載流子設定為空穴、將少數載流子設定為電子、將權利要求中記載的第I導電型設定為p型、將第2導電型設定為n型的情況下也能夠以同樣的原理進行說明。(8)在本說明書中，控制器例如由MCU (Micro Controller Unit)、微計算機等實現。此外，柵極驅動電路例如由集成電路(Integrated Circuit IC)來實現。(9)各圖只不過是以能夠理解本發明的程度示意表示了配置關係，因此，本發明並不限定於圖示的例子，此外為了容易理解附圖，有時會省略其一部分。(10)上述的實施方式及變形例僅僅是適當的例子，並不限定於此。此外，也可以適當組合這些實施方式及變形例中列舉出的結構。產業上的可利用性
本發明適於應用在例如要求小型化的轉換器中。符號說明100、200、500、600、900 負載驅動系統101、501、601、901 逆變器102、502、602、902 平滑電容器103、503、603、903三相交流電動機104、204、904 降壓轉換器105,505,605 控制器106、506、606、906 電感器110、210、910 n+SiC 基板111、211、911 rT 漂移層112、212、912 柵極電極113、213、913 源極電極114、214、914 漏極電極115、215、915 n+源極區域116、216、916 柵極絕緣膜117、217、917 p 型體區域119肖特基電極120肖特基勢壘二極體(SBD)121、221、921 JFET 區域142 MISFET 區域143 二極體區域1000、2000、2000A、9000 半導體元件218 p型接觸區域222溝道層223溝道區域224溝道二極體中流過反向電流的路徑
225、925 體二極體226源極布線227層間絕緣膜228背面電極230 掩膜231 Al、B 離子232外延生長層
233多結晶矽膜234 SiO2 層235 通孔236 溝槽237 n+半導體層240脈衝變壓器241脈衝電流發生器242 MISFET 區域504升壓轉換器604升降壓轉換器DC直流電源M1、M2、M5、M9 主開關單元R1、R2、R5、R9整流用開關單元SffU Sff2 開關單元DM1、DR1、DM2、DR2、DM5、DR5、D61、D62、DM9、DR9 回流二極體⑶I、⑶2、⑶5、⑶6、⑶91、⑶92柵極驅動電路IMl主開關單元中正向流過的電流IRl整流用開關單元中反向流過的電流IDl極管區域中反向流過的電流DT1、DT2 空載時間LPl初級線圈LMl第I次級線圈LRl第2次級線圈rstl> rst2> rst3 電阻Pl PWM 信號
權利要求
1.一種轉換器，是同步整流型的轉換器，其具備 第I開關單元； 第2開關單元，其與所述第I開關單元串聯連接，與所述第I開關單元的開關動作同步地進行開關動作；和 柵極驅動電路，其通過脈衝寬度調製來控制所述第I開關單元和所述第2開關單元的導通動作及截止動作，其中， 所述第I及第2開關單元具有 在導通動作時在正向及反向的雙嚮導通而在截止動作時正向不導通的溝道區域；和 僅在所述反嚮導通的單極型的ニ極管區域， 所述柵極驅動電路，使從所述柵極驅動電路輸出用於所述第I開關單元變為所述導通的開關動作的信號的定時、與從所述柵極驅動電路輸出用於所述第2開關單元變為所述截止的開關動作的信號的定時相一致，並且使從所述柵極驅動電路輸出用於所述第I開關單元變為所述截止的開關動作的信號的定時、與從所述柵極驅動電路輸出用於所述第2開關単元變為所述導通的開關動作的信號的定時相一致。
2.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 所述柵極驅動電路基於ー個輸入信號，生成用於驅動所述第I開關單元的第I驅動信號、和驅動所述第2開關單元並且波形相對於所述第I驅動信號翻轉的第2驅動信號。
3.根據權利要求2所述的轉換器，其中， 所述柵極驅動電路由脈衝變壓器構成， 所述脈衝變壓器具備 初級線圈，其被施加所述輸入信號； 第I次級線圈，其將所述第I驅動信號施加於所述第I開關單元；和 第2次級線圈，其將所述第2驅動信號施加於所述第2開關單元。
4.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 通過所述柵極驅動電路對所述各開關單元的所述柵極包含的電容進行充電，從而使該開關單元進行切換至所述導通的開關動作， 通過所述柵極驅動電路從所述各開關單元的所述柵極包含的電容中進行放電，從而使該開關單元進行切換至所述截止的開關動作， 將進行所述充電的迴路內的第I電阻設定得大於進行所述放電的迴路內的第2電阻，由此與切換至所述導通的開關動作相比，加快所述各開關單元中切換至所述截止的開關動作。
5.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 通過所述柵極驅動電路對所述各開關單元的所述柵極包含的電容進行充電，從而使該開關單元進行切換至所述導通的開關動作， 通過所述柵極驅動電路從所述各開關單元的所述柵極包含的電容中進行放電，從而使該開關單元進行切換至所述截止的開關動作， 在進行所述充電的迴路內及進行所述放電的迴路內，分別包含ニ極管， 在進行所述充電的迴路內，還包含與所述ニ極管串聯連接的電阻，由此與切換至所述導通的開關動作相比，進ー步加快所述各開關單元中的切換至所述截止的開關動作。
6.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 所述ニ極管區域具備構成所述各開關單元的半導體元件具有的半導體層、以及與該半導體層相接配置的肖特基電扱。
7.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 所述各開關單元是金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體。
8.根據權利要求7所述的轉換器，其中， 所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體還具備源極及漏扱， 所述溝道區域和所述ニ極管區域是同一區域， 將所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體的閾值電壓設為Vth， 將以所述源極的電位為基準的所述柵極的電位設為Vgs， 將以所述源極的電位為基準的所述漏極的電位設為Vds， 在Vgs≥Vth且Vds≤O的情況下，經由所述溝道區域從所述漏極向所述源極流過電流， 在Vgs≥Vth且Vds < O的情況下，經由所述溝道區域從所述源極向所述漏極流過電流， 在Vgs < Vth且Vds彡O的情況下,所述源極與所述漏極不導通， 在O < Vgs < Vth、且Vds低於規定電壓的情況下，經由所述溝道區域從所述源極向所述漏極流過電流。
9.根據權利要求8所述的轉換器，其中， 所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體還具備體ニ極管， 在O < Vgs < Vth的情況下，經由所述溝道區域從所述源極向所述漏極流過電流的所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體的啟動電壓的絕對值小於所述體ニ極管的啟動電壓的絕對值。
10.根據權利要求7所述的轉換器，其中， 所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體是金屬-氧化物-半導體場效應電晶體。
11.根據權利要求7所述的轉換器，其中， 所述金屬-絕緣體-半導體場效應電晶體具備 第I導電型的半導體基板； 第I導電型的漂移層，其配置在所述半導體基板的主面上； 第2導電型的體區域，其配置在所述漂移層上； 第I導電型的源極區域，其配置在與所述體區域相接的位置； 第I導電型的溝道層，其配置成分別與所述漂移層的至少一部分、所述體區域、及所述源極區域的至少一部分相接； 柵極絕緣膜，其配置在所述溝道層上； 所述柵極，其配置在所述柵極絕緣膜上； 源極，其配置在所述源極區域上；和 漏極，其設置在所述半導體基板的與主面側相反ー側的背面。
12.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 所述各開關單元由寬帶隙半導體構成。
13.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 所述各開關單元的額定電壓值為IOOV以上、或者額定電流值為IOA以上。
14.根據權利要求I所述的轉換器，其中， 在所述脈衝寬度調製中，基於作為載流子信號與正弦波形的控制指令信號之間的比較結果的脈衝寬度調製信號，來控制所述各開關單元的開關動作器。
全文摘要
本發明提供一種轉換器，其具備第1開關單元；第2開關單元，其與第1開關單元的開關動作同步地進行開關動作；和柵極驅動電路，其通過脈衝寬度調製來控制第1開關單元和第2開關單元的導通動作及截止動作，第1及第2開關單元具有在導通動作時在正向及反向的雙嚮導通而在截止動作時正向不導通的溝道區域；和僅在反嚮導通的單極型的二極體區域，柵極驅動電路使從柵極驅動電路輸出用於第1開關單元的開關動作的信號的定時、與從柵極驅動電路輸出用於第2開關單元的開關動作的信號的定時相一致。
文檔編號H01L29/12GK102668348SQ20118000466
公開日2012年9月12日 申請日期2011年10月28日 優先權日2010年10月29日
發明者北畠真 申請人:松下電器產業株式會社