Ups中的橋臂過零工作時的控制方法

2023-06-04 01:50:06

專利名稱：Ups中的橋臂過零工作時的控制方法
技術領域：
本發明涉及不間斷電源的控制方法，特別是涉及不間斷電源中的橋臂過零工作時 的控制方法。
背景技術：
現有的不間斷電源(Uninterruptible Power Supply，簡稱UPS)中，其主電路拓撲 圖如圖1所示。圖1中，電感Li，第一開關管Q1、第二開關管Q2、第三開關管Q3的體內二 極管和第四開關管Q4的體內二極體組成功率因數校正(Power Factor Correction，簡稱 PFC)電路。第三開關管Q3、第四開關管Q4、第五開關管Q5、第六開關管Q6和電感L2、電容 C2組成全橋逆變電路。經PFC電路的功率因數校正後，輸入電流成為與輸入市電同相位的 正弦波且諧波含量較少，全橋逆變電路則把PFC電路輸出的直流電壓逆變為高質量的正弦 電壓提供給負載。分析電路的組成，第一開關管Ql和第二開關管Q2組成的橋臂稱為整流橋臂，第三 開關管Q3和第四開關管Q4組成的橋臂稱為中線橋臂，第五開關管Q5和第六開關管Q6組成 的橋臂稱為逆變橋臂。第三開關管Q3和第四開關管Q4組成的中線橋臂被PFC電路和全橋 逆變電路共用。因此，該電路拓撲的第一個優點就是使用較少的開關管，電路的成本較低。 因PFC電路和全橋逆變電路共用中線橋臂，而PFC電路的整流電流和逆變電路的逆變電流 流在絕大多數情況下經過中線橋臂的開關管(Q3或Q4)的方向相反，可以抵消大部分，所以 第三開關管Q3和第四開關管Q4中流經的電流小，損耗在其上的功率就小。因此，該電路拓 撲的第二個優點就是UPS電路整機的工作效率較高。因為共用的中線橋臂的存在，所以PFC電路和逆變電路的工作必須同步，否則電 路無法正常工作。然而，由於PFC電路和逆變電路的過零切換方式不一致或鎖相以及控制 量誤差，PFC電路和逆變電路的過零同步會有誤差，常常是PFC電路超前逆變電路一個甚至 幾個開關周期過零或逆變電路超前PFC電路一個甚至幾個開關周期過零。若過零切換時， 只顧及中線橋臂與PFC電路過零同步而不顧及逆變電路的過零，或只顧及中線橋臂與逆變 電路過零同步而不顧及PFC電路的過零，會造成UPS輸出電壓或輸入電流的振蕩，從而影響 UPS的性能指標，如輸出電壓的總諧波失真(Total Harmonic Distortion of Voltage，簡 稱 THDv)和輸入電流的總諧波失真(Total Harmonic Distortion of Current，簡稱 THDi)。

發明內容
本發明所要解決的技術問題是彌補上述現有技術的不足，提出一種UPS中的橋 臂過零工作時的控制方法，減小同步誤差在過零時對UPS性能指標造成的影響。本發明的技術問題通過以下的技術方案予以解決UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，所述UPS包括第一開關管和第二開關管組 成的整流橋臂，第三開關管和第四開關管組成的中線橋臂，第五開關管和第六開關管組成 的逆變橋臂；所述控制方法包括所述整流橋臂過零時刻前一時間段至後一時間段內，控制所述中線橋臂與所述整流橋臂同步過零，控制所述逆變橋臂關斷，所述前一時間段和所 述後一時間段均為所述逆變橋臂與所述整流橋臂過零時刻的時差。其中，所述整流橋臂過零時刻是指所述整流橋臂從正半周到負半周過零或所述整 流橋臂從負半周到正半周過零。優選的技術方案中，所述整流橋臂從正半周到負半周過零時，在整流橋臂過零時刻前一時間段內，控 制所述第三開關管關斷，第四開關管導通，第五開關管和第六開關管都關斷；在整流橋臂過 零時刻後一時間段內，控制所述第三開關管導通，第四開關管關斷，第五開關管和第六開關 管都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第五開關管或第六開關管的驅動信 號的周期的2倍。所述整流橋臂從負半周到正半周過零時，在整流橋臂過零時刻前一時間段內，控 制所述第三開關管導通，第四開關管關斷，第五開關管和第六開關管都關斷；在整流橋臂過 零時刻後一時間段內，控制所述第三開關管關斷，第四開關管導通，第五開關管和第六開關 管都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第五開關管或第六開關管的驅動信 號的周期的2倍。本發明的技術問題通過以下進一步的技術方案予以解決UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，所述UPS包括第一開關管和第二開關管組 成的整流橋臂，第三開關管和第四開關管組成的中線橋臂，第五開關管和第六開關管組成 的逆變橋臂；所述控制方法包括所述逆變橋臂過零時刻前一時間段至後一時間段內，控 制所述中線橋臂與所述逆變橋臂同步過零，控制所述整流橋臂關斷，所述前一時間段和所 述後一時間段均為所述整流橋臂與所述逆變橋臂過零時刻的時差。其中，所述逆變橋臂過零時刻是指所述逆變橋臂從正半周到負半周過零或所述逆 變橋臂從負半周到正半周過零。優選的技術方案中，所述逆變橋臂從正半周到負半周過零，在逆變橋臂過零時刻前一時間段內，控制 所述第三開關管關斷，第四開關管導通，第一開關管和第二開關管都關斷；在逆變橋臂過零 時刻後一時間段內，控制所述第三開關管導通，第四開關管關斷，第一開關管和第二開關管 都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第一開關管或第二開關管的驅動信號 的周期的2倍。所述逆變橋臂從負半周到正半周過零，在逆變橋臂過零時刻前一時間段內，控制 所述第三開關管導通，第四開關管關斷，第一開關管和第二開關管都關斷；在逆變橋臂過零 時刻後一時間段內，控制所述第三開關管關斷，第四開關管導通，第一開關管和第二開關管 都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第一開關管或第二開關管的驅動信號 的周期的2倍。本發明與現有技術對比的有益效果是本發明的UPS中的橋臂工作的控制方法，過零切換時，控制中線橋臂與整流橋臂 同步工作，同時控制逆變橋臂停止工作，將逆變橋臂中參與形成UPS輸出電壓振蕩迴路的 開關管關斷，可避免中線橋臂和逆變橋臂過零不同步引起的UPS輸出電壓的振蕩，從而有 效減小上述不同步對UPS性能指標THDv的影響。或者，過零切換時，控制中線橋臂與逆變
5橋臂同步工作，同時控制整流橋臂停止工作，將整流橋臂中參與形成電感電流振蕩迴路的 開關管關斷，可以避免整流橋臂和中線橋臂過零不同步引起的輸入電流的振蕩，從而有效 減小上述不同步對UPS性能指標THDi的影響。本發明中在過零附近將引起振蕩的橋臂中 的開關管強制關斷的方法簡單易實現，能有效減小逆變電路與PFC電路過零切換不同步對 UPS性能指標的影響。


圖1是現有技術中UPS主電路拓撲圖；圖2是本發明具體實施方式
一中開關管的驅動信號的波形示意圖；圖3是本發明具體實施方式
一中如果不加控制時UPS輸出電壓產生振蕩的原理示 意圖；圖4是本發明具體實施方式
二的開關管的驅動信號波形示意圖；圖5是本發明具體實施方式
二中如果不加控制時UPS輸出電壓產生振蕩的原理示 意圖；圖6是本發明具體實施方式
三的開關管的驅動信號波形示意圖；圖7是本發明具體實施方式
三中如果不加控制時電感電流產生振蕩的原理示意 圖；圖8是本發明具體實施方式
四的開關管的驅動信號波形示意圖；圖9是本發明具體實施方式
四如果不加控制時電感電流產生振蕩的原理示意圖。
具體實施例方式下面結合具體實施方式
並對照附圖對本發明做進一步詳細說明。首先對本發明所應用的電路和電路的工作原理做簡要說明。電路的結構圖仍然如圖1所示，UPS包括第一開關管Ql和第二開關管Q2組成的 整流橋臂，第三開關管Q3和第四開關管Q4組成的中線橋臂，第五開關管Q5和第六開關管 Q6組成的逆變橋臂。UPS電路的同步工作狀態有三種第一種，PFC電路和逆變電路同步工作在正半周 內，也即對應市電輸入的正半周或輸出電壓的正半周；第二種，PFC電路和逆變電路同步工 作在負半周內，也即對應市電輸入的負半周或輸出電壓的負半周；第三種，PFC電路和逆變 電路工作在正半周到負半周或負半周到正半周的過零狀態，只是由於同步有誤差，逆變電 路的過零時刻比PFC電路的過零時刻或許要早一段時間，或許要延遲一段時間，此種情形 也即對應市電輸入或輸出電壓的過零時刻。對於第一種和第二種同步工作狀態的控制屬於 現有技術中已知的內容，以下僅作簡要說明。對於第一種同步工作狀態，即當PFC電路工作在正半周內，逆變電路也工作在正 半周內時，對於整流橋臂，第一開關管Ql關斷，第二開關管Q2根據PFC控制量和載波產生 的脈寬調製信號進行工作，作Boost升壓控制；對於中線橋臂，第三開關管Q3關斷，第四開 關管Q4導通；對於逆變橋臂，第五開關管Q5採用SPWM控制，根據逆變控制量和載波產生的 驅動信號進行工作，第六開關管Q6的驅動信號與第五開關管Q5的驅動信號互補，即第六開 關管Q6與第五開關管Q5互補工作。
對於第二種同步工作狀態，即當PFC電路工作在負半周內，逆變電路也工作在負 半周內時，對於整流橋臂，第一開關管Ql根據PFC控制量和載波產生的脈寬調製信號進行 工作，作Boost升壓控制，第二開關管Q2關斷；對於中線橋臂，第三開關管Q3導通，第四開 關管Q4關斷；對於逆變橋臂，第六開關管Q6採用SPWM控制，根據逆變控制量和載波產生的 驅動信號進行工作，第五開關管Q5的驅動信號與第六開關管Q6的驅動信號互補，即第五開 關管Q5與第六開關管Q6互補工作。本發明主要針對第三種同步狀態——UPS中橋臂過零工作時進行控制，在整流橋 臂過零時刻前後時間段內，控制中線橋臂跟整流橋臂過零同步，將逆變橋臂關斷；或者在逆 變橋臂過零時刻前後時間段內，控制中線橋臂與逆變橋臂過零同步，將整流橋臂關閉。在過 零時刻前後關斷逆變橋臂或整流橋臂的時間應考慮以下兩個原則經調試確定關斷時間小 於PFC電路和逆變電路不同步的時差，則還是無法完全避免同步誤差帶來的性能下降，關 斷時間大於PFC電路和逆變電路不同步的時差，又會帶來新的性能的下降。因此關斷時間 應綜合考慮各方面情況並經過實際測量決定，並留一定裕量。下面將結合具體實施方式
重 點說明本具體實施方式
對於橋臂過零工作時的控制過程。
具體實施方式
一如圖2所示，為本具體實施方式
中控制信號的波形示意圖。其中，Q3-PWM、Q4_PWM、 Q5-PWM、Q6-PWM分別對應第三開關管Q3、第四開關管Q4、第五開關管Q5、第六開關管Q6上 的驅動信號。Ul為逆變橋臂輸出的脈衝寬度調製電壓，經電感L2、電容C2濾波後得到想要 的正弦波電壓U2。tl時刻為PFC電路從正半周到負半周的過零時刻，由於同步誤差，逆變 電路從正半周到負半周的過零時刻與PFC電路從正半周到負半周的過零時刻不同，且各個 周期內相差時段可能不同，但本具體實施方式
中兩者相差時段一般在2個開關周期內。圖 2所示周期內逆變電路從正半周到負半周的過零時刻位於t2時刻，滯後PFC電路從正半周 到負半周的過零時刻2個開關周期。圖中t0時刻為tl時刻前2個開關周期的時刻。上述 開關周期均為逆變橋臂中開關管第五開關管Q5、第六開關管Q6的驅動信號的周期。本具體實施方式
的控制方法為控制中線橋臂與整流橋臂同步，在t0_t2時間段 內，控制逆變橋臂關斷停止工作，即逆變橋臂中第五開關管Q5和第六開關管Q6均關斷。在tl時刻前，整流橋臂工作在正半周，所以中線橋臂也控制處於正半周工作的狀 態，第三開關管Q3關斷，第四開關管Q4導通。在tl時刻後，整流橋臂已工作在負半周，所以 中線橋臂也控制處於負半周的工作狀態，即第三開關管Q3導通，第四開關管Q4關斷。而第 一開關管Ql和第二開關管Q2的工作狀態根據整流橋臂的工作狀態設定(圖中未示出)，即 整流橋臂工作在正半周時，第一開關管Ql關斷，第二開關管Q2受脈寬調製信號控制工作， 作Boost升壓控制；整流橋臂工作在負半周時，第一開關管Ql受脈寬調製信號控制工作，作 Boost升壓控制，第二開關管Q2關斷。圖2中，過零時刻前後時段t0_t2內，這段時間極短，為微秒級，再加上逆變輸出電 壓在過零附近也接近零，所以在該時段內將逆變橋臂中的兩個開關管均關斷，對輸出正弦 電壓U2在過零附近的波形影響甚微。但如果沒有本具體實施方式
的控制，輸出正弦電壓U2 在過零附近的波形會產生很大的振蕩，降低輸出THDv指標。另一方面，因為中線橋臂中第 三開關管Q3和第四開關管Q4的切換同整流橋臂同步，所以輸入電流波形不會有任何影響。 再者，因無法預知逆變橋臂比整流橋臂先過零還是後過零，所以在整流橋臂過零時刻tl前後均將逆變橋臂關斷，從而不論逆變橋臂的過零在前還是在後均可得以控制。而tl時刻前 後時間段的時長是根據逆變橋臂與整流橋臂過零時刻的時差確定的，所以經過tl時刻前 後時間段的控制後，逆變橋臂與整流橋臂均已同步工作在第二種狀態下。
現分析如本實施方式的控制，如何能避免由於PFC電路與逆變電路過零切換不同 步導致的正弦電壓U2在過零附近的波形振蕩，從而可避免兩者過零切換不同步對UPS性能 指標THDv造成的影響。假定沒有本具體實施方式
的控制，則產生振蕩的原理示意圖如圖3 所示。圖3中所示各種工況情形同圖2，只是在t0-t2之間沒有關斷逆變橋臂。逆變橋臂 滯後於整流橋臂過零，逆變過零時刻為t2，整流過零時刻為tl。因為逆變電路與PFC電路 過零切換不同步，tl時刻後，PFC電路已經工作在負半周，由於控制中線橋臂與整流橋臂同 步，則第三開關管Q3導通。而tl-t2時段內，逆變橋臂仍處於正半周接近過零的工作狀態， 此時第六開關管Q6的驅動脈衝寬度處於較寬的狀態。而第三開關管Q3的導通，使得逆變 橋輸出了兩個寬度跟Q6驅動脈衝寬度相同的負的方波電壓，經濾波後產生了 UPS輸出電壓 的振蕩，如圖3中U2波形的振蕩。圖3中各標記的含義同圖2中對應的標記的含義。而本具體實施方式
中在過零時刻前後時段tl-t2內將逆變橋臂中兩個開關管Q5和Q6均強制關 斷，從而無法形成上述振蕩的迴路，則可以避免由於PFC電路和逆變電路過零切換不同步 導致的UPS輸出正弦電壓U2在過零附近的波形振蕩，從而減小不同步對UPS性能指標的影 響。
具體實施方式
二本具體實施方式
與實施方式一的不同之處在於本具體實施方式
是整流橋臂從負 半周到正半周的控制情形，而具體實施方式
一是整流橋臂從正半周到負半周的控制情形。如圖4所示，為本具體實施方式
中控制信號的波形示意圖。其中，Q3-PWM、Q4_PWM、 Q5-PWM、Q6-PWM分別對應第三開關管Q3、第四開關管Q4、第五開關管Q5、第六開關管Q6上 的驅動信號。Ul為逆變橋臂輸出的脈衝寬度調製電壓，經電感L2、電容C2濾波後得到想要 的正弦波電壓U2。t4時刻為PFC電路從負半周到正半周的過零時刻，由於同步誤差，逆變 電路從負半周到正半周的過零時刻與PFC電路從負半周到正半周的過零時刻不同，且各個 周期內相差時段可能不同，但本具體實施方式
中兩者相差時段一般在2個開關周期內。圖 4所示周期內逆變電路從負半周到正半周的過零時刻位於t5時刻，滯後PFC電路從負半周 到正半周的過零時刻2個開關周期。圖中t3時刻為t4時刻前2個開關周期的時刻。上述 開關周期均為逆變橋臂中開關管第五開關管Q5、第六開關管Q6的驅動信號的周期。本具體實施方式
的控制方法為控制中線橋臂與整流橋臂同步，在t3_t5時間段 內，控制逆變橋臂關斷停止工作，即逆變橋臂中第五開關管Q5和第六開關管Q6均關斷。在 t4時刻前，整流橋臂工作在負半周，所以中線橋臂也控制處於負半周工作的狀態，第三開關 管Q3導通，第四開關管Q4關斷。在t4時刻後，整流橋臂已工作在正半周，所以中線橋臂也 控制處於正半周的工作狀態，即第三開關管Q3關斷，第四開關管Q4導通。而第一開關管Ql 和第二開關管Q2的工作狀態根據整流橋臂的工作狀態設定(圖中未示出)，即整流橋臂工 作在正半周時，第一開關管Ql關斷，第二開關管Q2受脈寬調製信號控制工作，作Boost升 壓控制；整流橋臂工作在負半周時，第一開關管Ql受脈寬調製信號控制工作，作Boost升壓 控制，第二開關管Q2關斷。圖4中，過零時刻前後時段t3_t5內，這段時間極短，為微秒級，再加上逆變輸出電壓在過零附近也接近零，所以在該時段內將逆變橋臂中的兩個開關管均關斷，對輸出正弦 電壓U2在過零附近的波形影響甚微。但如果沒有本具體實施方式
的控制，輸出正弦電壓U2 在過零附近的波形會產生很大的振蕩，降低輸出THDv指標。另一方面，因為中線橋臂中第 三開關管Q3和第四開關管Q4的切換同整流橋臂同步，所以輸入電流波形不會有任何影響。 再者，因無法預知逆變橋臂比整流橋臂先過零還是後過零，所以在整流橋臂過零時刻t4前 後均將逆變橋臂關斷，從而不論逆變橋臂的過零在前還是在後均可得以控制。而t4時刻前 後時間段的時長是根據逆變橋臂與整流橋臂過零時刻的時差確定的，所以經過t4時刻前 後時間段的控制後，逆變橋臂與整流橋臂均已同步工作在第一種狀態下。。現分析如本實施方式的控制，如何能避免由於PFC電路與逆變電路過零切換不同 步導致的正弦電壓U2在過零附近的波形振蕩，從而可避免兩者過零切換不同步對UPS性能 指標THDv造成的影響。假定沒有本具體實施方式
的控制，則產生振蕩的原理示意圖如圖5 所示。圖5中所示各種工況情形同圖4，只是在t3-t5之間沒有關斷逆變橋臂。逆變橋臂 滯後於整流橋臂過零，逆變過零時刻為t5，整流過零時刻為t4。因為逆變電路與PFC電路 過零切換不同步，t4時刻後，PFC電路已經工作在正半周，由於控制中線橋臂與整流橋臂同 步，則第四開關管Q4導通。而t4-t5時段內，逆變橋臂仍處於負半周接近過零的工作狀態， 此時第五開關管Q5的驅動脈衝寬度處於較寬的狀態。而第四開關管Q4的導通，使得逆變 橋輸出了兩個寬度跟Q5驅動脈衝寬度相同的正的方波電壓，經濾波後產生了 UPS輸出電壓 的振蕩，如圖5中U2波形的振蕩。圖5中各標記的含義同圖4中對應的標記的含義。而本具體實施方式
中在過零時刻前後時段t3-t5內將逆變橋臂中兩個開關管Q5和Q6均強制關 斷，從而無法形成上述振蕩的迴路，則可以避免由於PFC電路和逆變電路過零切換不同步 導致的UPS輸出正弦電壓U2在過零附近的波形振蕩，從而減小不同步對UPS性能指標的影 響。
具體實施方式
三本具體實施方式
與前兩個實施方式的不同之處在於本具體實施方式
是逆變過零 前後，控制中線橋臂與逆變橋臂同步過零，整流橋臂關斷，而前兩個具體實施方式
是整流橋 臂過零前後，控制中線橋臂與整流橋臂同步過零，逆變橋臂關斷。如圖6所示，為本具體實施方式
中控制信號的波形示意圖。其中，Q1-PWM、Q2_PWM、 Q3-PWM、Q4-PWM分別對應第一開關管Q1、第二開關管Q2、第三開關管Q3、第四開關管Q4上 的驅動信號。IL為電感Ll上的電流。t7時刻為逆變橋臂從正半周到負半周的過零時刻， 由於同步誤差，逆變電路從正半周到負半周的過零時刻與PFC電路從正半周到負半周的過 零時刻不同，且各個周期內相差時段可能不同，但本具體實施方式
中兩者相差時段一般在2 個開關周期內。圖6所示周期內PFC電路從正半周到負半周的過零時刻位於t6時刻，超前 逆變電路從正半周到負半周的過零時刻2個開關周期。圖中t8時刻為t7時刻後2個開關 周期的時刻。上述開關周期均為整流橋臂中開關管第一開關管Q1、第二開關管Q2的驅動信 號的周期。本具體實施方式
的控制方法為控制中線橋臂與逆變橋臂同步，在t6_t8時間段 內，控制整流橋臂關斷停止工作，即整流橋臂中第一開關管Ql和第二開關管Q2均關斷。在 t7時刻前，逆變橋臂工作在正半周，所以中線橋臂也控制處於正半周工作的狀態，第三開關 管Q3關斷，第四開關管Q4導通，整流橋臂關斷，即整流橋臂中第一開關管Ql和第二開關管
9Q2均關斷。在t7時刻後，逆變橋臂已工作在負半周，所以中線橋臂也控制處於負半周的工 作狀態，即第三開關管Q3導通，第四開關管Q4關斷，整流橋臂關斷，即整流橋臂中第一開關 管Ql和第二開關管Q2仍然均關斷。而第五開關管Q5和第六開關管Q6的工作狀態根據逆 變橋臂的工作狀態設定(圖中未示出)，即逆變橋臂工作在正半周時，第五開關管Q5採用 SPWM控制，根據逆變控制量和載波產生的驅動信號進行工作，第六開關管Q6與第五開關管 Q5互補工作；逆變橋臂工作在負半周時，第六開關管Q6採用SPWM控制，根據逆變控制量和 載波產生的驅動信號進行工作，第五開關管Q5與第六開關管Q6互補工作。圖6中，過零時刻前後時段t6_t8內，這段時間極短，為微秒級，再加上電感Ll上 的電流IL在過零附近也接近零，所以在該時段內將整流橋臂中的兩個開關管Ql和Q2均關 斷，對電感Ll上的電流IL在過零附近的波形影響甚微。但如果沒有本具體實施方式
的控 制，則IL波形在過零附近的波形會產生很大的振蕩，降低輸入THDi指標。另一方面，因為 中線橋臂上第三開關管Q3和第四開關管Q4的切換同逆變橋臂同步，所以輸出的正弦波電 壓U2的波形不會有任何影響。再者，因無法預知整流橋臂比逆變橋臂先過零還是後過零， 所以在逆變橋臂過零時刻t7前後均將整流橋臂關斷，從而不論整流橋臂的過零在前還是 在後均可得以控制。而t7時刻前後時間段的時長是根據逆變橋臂與整流橋臂過零時刻的 時差確定的，所以經過t7時刻前後時間段的控制後，逆變橋臂與整流橋臂均已同步工作在 第二種狀態下。現分析如本實施方式的控制，如何能避免由於PFC電路與逆變電路過零切換不同 步導致的電感Ll上的電流IL在過零附近的波形振蕩，從而可避免兩者過零切換不同步對 UPS性能指標THDi造成的影響。假定沒有本具體實施方式
的控制，則產生振蕩的原理示意 圖如圖7所示。圖7中所示各種工況情形同圖6，只是在t6-t8之間沒有關斷整流橋臂。逆 變橋臂滯後於整流橋臂過零，逆變過零時刻為t7，整流過零時刻為t6。因為逆變電路與PFC 電路過零切換不同步，t6時刻後，PFC電路已經工作在負半周，由於控制中線橋臂與逆變橋 臂同步，則中線橋臂中兩個開關管的狀態還沒有改變，即仍然是第四開關管Q4導通。而此 時整流橋臂處於負半周，且是處於負半周剛剛起始的時間段，則此時第一開關管Ql的脈衝 寬度處於較寬的狀態。再加上此時市電過零，電容Cl上電壓也接近零，則母線電容DC會通 過如下迴路較長時間內放電正母線端-第一開關管Ql-電感Ll-電容Cl-中線N-第四開 關管Q4-IGBT-負母線端，因此引起電感Ll上的電流IL的波形的振蕩，如圖7所示IL波形 的振蕩。圖7中各標記的含義同圖6中對應的標記的含義。而本具體實施方式
中在過零時 段t6-t8內將整流橋臂中兩個開關管Ql和Q2均強制關斷，從而無法形成上述振蕩的迴路， 則可以避免由於PFC電路和逆變電路過零切換不同步導致的電感Ll上的電流IL在過零附 近的波形振蕩，從而減小不同步對UPS性能指標的影響。
具體實施方式
四本具體實施方式
與實施方式三的不同之處在於本具體實施方式
是逆變橋臂從負 半周到正半周的控制情形，而具體實施方式
三是逆變橋臂從正半周到負半周的控制情形。如圖8所示，為本具體實施方式
中控制信號的波形示意圖。其中，Q1-PWM、Q2_PWM、 Q3-PWM、Q4-PWM分別對應第一開關管Q1、第二開關管Q2、第三開關管Q3、第四開關管Q4上 的驅動信號。IL為電感Ll上的電流。tlO時刻為逆變橋臂從負半周到正半周的過零時刻， 由於同步誤差，逆變電路從負半周到正半周的過零時刻與PFC電路從負半周到正半周的過零時刻不同，且各個周期內相差時段可能不同，但本具體實施方式
中兩者相差時段一般在2 個開關周期內。圖8所示周期內PFC電路從負半周到正半周的過零時刻位於t9時刻，超前 逆變電路從負半周到正半周的過零時刻2個開關周期。圖中til時刻為t9時刻後2個開 關周期的時刻。上述開關周期均為整流橋臂中開關管第一開關管Q1、第二開關管Q2的驅動 信號的周期。本具體實施方式
的控制方法為控制中線橋臂與逆變橋臂同步，在t9_tll時間段 內，控制整流橋臂關斷停止工作，即整流橋臂中第一開關管Ql和第二開關管Q2均關斷。在 tlO時刻前，逆變橋臂工作在負半周，所以中線橋臂也控制處於負半周工作的狀態，第三開 關管Q3導通，第四開關管Q4關斷，整流橋臂關斷，即整流橋臂中第一開關管Ql和第二開關 管Q2均關斷。在tlO時刻後，逆變橋臂已工作在正半周，所以中線橋臂也控制處於正半周 的工作狀態，即第三開關管Q3關斷，第四開關管Q4導通，整流橋臂關斷，即整流橋臂中第一 開關管Ql和第二開關管Q2仍然均關斷。而第五開關管Q5和第六開關管Q6的工作狀態根 據逆變橋臂的工作狀態設定(圖中未示出)，即逆變橋臂工作在正半周時，第五開關管Q5採 用SPWM控制，根據逆變控制量和載波產生的驅動信號進行工作，第六開關管Q6與第五開關 管Q5互補工作；逆變橋臂工作在負半周時，第六開關管Q6採用SPWM控制，根據逆變控制量 和載波產生的驅動信號進行工作，第五開關管Q5與第六開關管Q6互補工作。圖8中，過零時刻前後時段t9_tll內，這段時間極短，為微秒級，再加上電感Ll上 的電流IL在過零附近也接近零，所以在該時段內將整流橋臂中的兩個開關管Ql和Q2均關 斷，對電感Ll上的電流IL在過零附近的波形影響甚微。但如果沒有本具體實施方式
的控 制，則IL波形在過零附近的波形會產生很大的振蕩，降低輸入THDi指標。另一方面，因為 中線橋臂上第三開關管Q3和第四開關管Q4的切換同逆變橋臂同步，所以輸出的正弦波電 壓U2的波形不會有任何影響。再者，因無法預知整流橋臂比逆變橋臂先過零還是後過零， 所以在逆變橋臂過零時刻tlO前後均將整流橋臂關斷，從而不論整流橋臂的過零在前還是 在後均可得以控制。而tlO時刻前後時間段的時長是根據逆變橋臂與整流橋臂過零時刻的 時差確定的，所以經過tlO時刻前後時間段的控制後，逆變橋臂與整流橋臂均已同步工作 在第一種狀態下。現分析如本實施方式的控制，如何能避免由於PFC電路與逆變電路過零切換不同 步導致的電感Ll上的電流IL在過零附近的波形振蕩，從而可避免兩者過零切換不同步對 UPS性能指標THDi造成的影響。假定沒有本具體實施方式
的控制，則產生振蕩的原理示意 圖如圖9所示。圖9中所示各種工況情形同圖8，只是在t9-tll之間沒有關斷整流橋臂。 逆變橋臂滯後於整流橋臂過零，逆變過零時刻為tlO，整流過零時刻為t9。因為逆變電路與 PFC電路過零切換不同步，t9時刻後，PFC電路已經工作在正半周，由於控制中線橋臂與逆 變橋臂同步，則中線橋臂中兩個開關管的狀態還沒有改變，即仍然是第三開關管Q3導通。 而此時整流橋臂處於正半周，且是處於正半周剛剛起始的時間段，則此時第二開關管Q2的 脈衝寬度處於較寬的狀態。再加上此時市電過零，電容Cl上電壓也接近零，則母線電容DC 會通過如下迴路較長時間內放電正母線端_第三開關管Q3-IGBT-中線N-電容Cl-電感 Ll-第二開關管Q2-負母線端，因此引起電感Ll上的電流IL的波形的振蕩，如圖9所示IL 波形的振蕩。圖9中各標記的含義同圖8中對應的標記的含義。而本具體實施方式
中在過 零時段t9-tll內將整流橋臂中兩個開關管Ql和Q2均強制關斷，從而無法形成上述振蕩的迴路，則可以避免由於PFC電路和逆變電路過零切換不同步導致的電感Ll上的電流IL在 過零附近的波形振蕩，從而減小不同步對UPS性能指標的影響。 以上內容是結合具體的優選實施方式對本發明所作的進一步詳細說明，不能認定 本發明的具體實施只局限於這些說明。對於本發明所屬技術領域的普通技術人員來說，在 不脫離本發明構思的前提下做出若干替代或明顯變型，而且性能或用途相同，都應當視為 屬於本發明的保護範圍。
權利要求
1.UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，所述UPS包括第一開關管(Ql)和第二開關管 (Q2)組成的整流橋臂，第三開關管(Q3)和第四開關管(Q4)組成的中線橋臂，第五開關管 (Q5)和第六開關管(Q6)組成的逆變橋臂；其特徵在於所述控制方法包括所述整流橋臂 過零時刻前一時間段至後一時間段內，控制所述中線橋臂與所述整流橋臂同步過零，控制 所述逆變橋臂關斷，所述前一時間段和所述後一時間段均為所述逆變橋臂與所述整流橋臂 過零時刻的時差。
2.根據權利要求1所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述整 流橋臂過零時刻是指所述整流橋臂從正半周到負半周過零或所述整流橋臂從負半周到正 半周過零。
3.根據權利要求2所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述整 流橋臂從正半周到負半周過零時，在整流橋臂過零時刻前一時間段內，控制所述第三開關 管(Q3)關斷，第四開關管(Q4)導通，第五開關管(Q5)和第六開關管(Q6)都關斷；在整流 橋臂過零時刻後一時間段內，控制所述第三開關管(Q3)導通，第四開關管(Q4)關斷，第五 開關管(Q5)和第六開關管(Q6)都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第五 開關管(Q5)或第六開關管(Q6)的驅動信號的周期的2倍。
4.根據權利要求2所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述整 流橋臂從負半周到正半周過零時，在整流橋臂過零時刻前一時間段內，控制所述第三開關 管(Q3)導通，第四開關管(Q4)關斷，第五開關管(Q5)和第六開關管(Q6)都關斷；在整流 橋臂過零時刻後一時間段內，控制所述第三開關管(Q3)關斷，第四開關管(Q4)導通，第五 開關管(Q5)和第六開關管(Q6)都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第五 開關管(Q5)或第六開關管(Q6)的驅動信號的周期的2倍。
5.UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，所述UPS包括第一開關管(Ql)和第二開關管 (Q2)組成的整流橋臂，第三開關管(Q3)和第四開關管(Q4)組成的中線橋臂，第五開關管 (Q5)和第六開關管(Q6)組成的逆變橋臂；其特徵在於所述控制方法包括所述逆變橋臂 過零時刻前一時間段至後一時間段內，控制所述中線橋臂與所述逆變橋臂同步過零，控制 所述整流橋臂關斷，所述前一時間段和所述後一時間段均為所述整流橋臂與所述逆變橋臂 過零時刻的時差。
6.根據權利要求5所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述逆 變橋臂過零時刻是指所述逆變橋臂從正半周到負半周過零或所述逆變橋臂從負半周到正 半周過零。
7.根據權利要求6所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述逆 變橋臂從正半周到負半周過零，在逆變橋臂過零時刻前一時間段內，控制所述第三開關管 (Q3)關斷，第四開關管(Q4)導通，第一開關管(Ql)和第二開關管(Q2)都關斷；在逆變橋 臂過零時刻後一時間段內，控制所述第三開關管(Q3)導通，第四開關管(Q4)關斷，第一開 關管(Ql)和第二開關管(Q2)都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第一開 關管(Ql)或第二開關管(Q2)的驅動信號的周期的2倍。
8.根據權利要求6所述的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，其特徵在於所述逆 變橋臂從負半周到正半周過零，在逆變橋臂過零時刻前一時間段內，控制所述第三開關管 (Q3)導通，第四開關管(Q4)關斷，第一開關管(Ql)和第二開關管(Q2)都關斷；在逆變橋臂過零時刻後一時間段內，控制所述第 三開關管(Q3)關斷，第四開關管(Q4)導通，第一開 關管(Ql)和第二開關管(Q2)都關斷；所述前一時間段和所述後一時間段均為所述第一開 關管(Ql)或第二幵關管(Q2)的驅動信號的周期的2倍。
全文摘要
本發明公開了UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，所述UPS包括第一開關管和第二開關管組成的整流橋臂，第三開關管和第四開關管組成的中線橋臂，第五開關管和第六開關管組成的逆變橋臂，整流橋臂過零時刻前後時間段內，控制中線橋臂與整流橋臂同步過零，控制逆變橋臂關斷，前後時間段均為整流橋臂與逆變橋臂過零時刻的時差；或逆變橋臂過零時刻前後時間段內，控制中線橋臂與逆變橋臂同步過零，控制整流橋臂關斷，前後時間段均為整流橋臂與逆變橋臂過零時刻的時差。通過本發明的UPS中的橋臂過零工作時的控制方法，可減小PFC電路和逆變電路過零不同步對UPS性能指標的影響。
文檔編號H02M5/458GK102005938SQ201010262498
公開日2011年4月6日 申請日期2010年8月25日 優先權日2010年8月25日
發明者張豔全, 李俊林, 範小波, 謝力華 申請人:力博特公司