開關電源電路及使用它的電子設備的製作方法
2023-09-23 04:21:25 2
專利名稱：開關電源電路及使用它的電子設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及開關電源電路及使用它的電子設備。
背景技術：
使輸入電力斷續之後經平滑並提供給負荷的開關電源電路，與線性穩壓器相比由於容易用高效且小型的電路來實現而歷來廣泛地用作例如車載設備(汽車音響等)、液晶電視、或個人計算機的外圍設備等的電源電路。
例如特開平7-288974號公報(1995年10月31日公布)及特開平8-214541號公報(1996年8月20日公布)等所示出的現有開關電源電路101如圖13所示，輸入電壓Vin由開關元件111使其斷續之後，經平滑電路112平滑，作為輸出電壓輸出到負荷103。
另一方面，開關電源電路101的控制電路113中，分壓電路121將輸出電壓Vout分壓，生成反饋電壓Vadj，差動放大器123放大反饋電壓Vadj與基準電壓Vref之間的誤差。進而PWM比較器125對差動放大器123輸出的誤差電壓Verr與三角波Vosc作比較，如圖14所示，生成根據誤差的佔空比的PWM信號Vpwm。當PWM信號Vpwm的佔空比不超過預定的上限值時，門電路127原樣地輸出PWM信號Vpwm作為驅動控制信號Vdrv。
又，ON驅動電路131在驅動控制信號Vdrv有效期間中動作，將電流供給開關元件111的基極。由此，開關元件111導通(圖14中t101～t102期間)。另一方面，OFF驅動電路132在驅動控制信號Vdrv無效期間中動作，從開關元件111的基極取出電流。由此，開關元件111被截止(t102～t103期間)。
更詳細地說，如圖15所示，一當驅動控制信號Vdrv為有效，所述ON驅動電路131中，開關SW121就導通，來自恆流源I121的恆定電流I121輸入由電晶體Q121及Q122組成的電流鏡電路。在此狀態下，該電流鏡電路將該恆定電流相關的電流供給開關元件111的基極。結果開關元件111導通。
又當驅動控制信號Vdrv為無效時，所述開關SW121就關斷，中止了恆流源121向所述電流鏡電路的電流供給。另一方面，一當驅動控制信號Vdrv為無效，在OFF驅動電路132，開關SW131就導通，來自恆流源I131的恆定電流I131輸入由電晶體Q131及Q132組成的電流鏡電路。在此狀態下，該電流鏡電路將該恆定電流相關的電流供給電晶體Q130的基極，電晶體130從開關元件111的基極取出電流。由此，開關元件111截止。
發明內容
開關電源電路中，提高電源變換效率是最重要的課題之一，近年來隨著用電池驅動的便攜型電子設備大範圍普及或者對環境問題關心的高漲，對電源變換效率的提高要求當然更為強烈，然而如上所述構成的開關電源電路的電源變換效率提高不能說一定很充分，還留有改善的餘地。
本發明是對開關電源電路的正常動作必要的截止驅動電路的動作期間的考察後而作出的，其目的在於提供電源變換效率高的開關電源電路，以及使用該電路的電子設備。
本發明的開關電源電路，為達到上述目的，具備生成使開關元件導通用的導通驅動電流的導通驅動電路，生成使所述開關元件截止用的截止驅動電流的截止驅動電路，控制所述兩驅動電路並調整所述開關元件的佔空比使輸出電壓的預定值的控制電路，隨著所述開關元件的截止期間的開始而使所述截止驅動電路開始動作，同時在比開關元件的截止期的結束時刻更早的時刻使所述截止驅動電路的動作停止的截止驅動控制電路。
上述結構中，導通驅動電路根據控制電路的指示生成導通電流，導通開關元件。另一方面，截止驅動電路根據控制電路的指示生成截止驅動電流，截止開關元件。這裡控制電路控制導通及截止電路、在使開關元件斷續之際調整佔空比，控制輸出電壓使等於預定的值。這樣，開關電源電路不管輸入電壓變動或負荷變動，能對負荷穩定地供給預定的電壓。
又，截止驅動控制電路使例如控制電路對截止驅動電路指示動作的脈衝信號(截止驅動控制信號)的脈衝寬度縮短等，並隨著所述開關元件的截止期間的開始而使所述截止驅動電路開始的動作，同時在比開關元件的截止期的結束時刻更早的時刻使所述截止驅動電路的動作停止。
上述結構中由於截止驅動電路隨著開關元件的截止期間開始而動作，故能無任何困難地截止開關元件。又，由於截止驅動電路在比開關元件的截止期間結束時刻更早的時刻停止動作，故可比在截止期間中動作並持續生成截止驅動電流的結構減小截止驅動電流的平均值，減小電力消耗。又，在截止驅動電路停止期間雖然不生成截止驅動電流，但由於開關元件在截止驅動電路的動作期間中已經截止，故開關元件在剩餘的截止期間中即至導通驅動電路再開始動作的期間可無任何困難地繼續截止。
其結果，與截止驅動電路在開關元件的截止期間中持續動作的結構相比，能實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構上，所述截止驅動電路具備恆流源，以該恆流源輸出的電流相關的電流作為截止驅動電流供給所述開關元件的控制端子或從該控制端子取出的電流鏡電路，以及在所述截止驅動控制電路指示動作停止期間使所述恆流源的電流輸出停止的停止電路。
在該結構中，為對開關元件的控制端子供給截止驅動電流或從該控制端子取出截止驅動電流採用了電流鏡電路，截止驅動電路中形成與截止驅動電流通路不同的恆流源輸出電流的通路。因此，當截止驅動電路在開關元件的截止期間中持續動作時，截止驅動電路不僅消耗截止驅動電流，而且消耗恆流源輸出的電流。然而在上述結構中設置了停止電路，在所述截止驅動控制電路指示動作停止期間使恆流源的電流輸出停止。結果，儘管用了電流鏡電路但仍能實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構中，所述截止驅動電路具備恆流源，輸出與該恆流源輸出的電流相關的電流的電流鏡電路，將放大該電流鏡電路的輸出電流後的電流作為所述截止驅動電流供給所述開關元件的控制端子或從該控制揣子取出的電流放大電路，以及在所述截止驅動控制電路指示動作停止期間使所述恆流源的電流輸出停止的停止電路。
該結構與有上述的停止電路的結構同樣地設置停止電路，在截止驅動控制電路指示動作停止期間使所述恆流源的電流輸出停止。因此，儘管用了電流鏡電路但能實現電源變換效率高的開關電源電路。又，該結構由於設置了電流放大電路，故能增加供給開關元件的控制端子的電流量或從控制端子取出的電流量。結果與無電流放大電路的結構相比，可縮短開關元件的累積時間、下降時間，可進一步提高電源變換效率。
又，也可以在上述各結構中，所述截止驅動控制電路向所述控制電路輸出決定所述開關元件的佔空比的上限用的佔空比限制信號，同時設定該佔空比限制信號使佔空比為上限值時的開關元件的截止期間比所述截止驅動電路的動作期間還要長。
該結構中例如通過脈衝寬度的設定等，設定該佔空比限制信號使佔空比為上限值時的開關元件的截止期間比所述截止驅動電路的動作期間還要長。因此，截止驅動電路的動作期間，不管輸入電壓或負荷狀態如何總是短於開關元件的截止期間。
又，所述截止驅動控制電路控制截止驅動電路的動作期間，同時生成佔空比限制信號。因此，獨立於截止驅動控制電路的電路與生成佔空比限制信號的結構不同，例如，即使由於製造偏差或周圍溫度變化等原因使截止驅動電路的動作期間偏離設計值，佔空比為上限值時的上述開關元件的截止期間也以同樣的傾向偏離設計值。
結果，可以設定截止驅動電路的動作期間短於開關元件的截止期間且不與開關元件的導通期間重疊。因此，即使在佔空比為上限值時也能可靠地截止開關元件，而且可實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構中，所述截止驅動控制電路具備生成成為基準恆定電流的基準恆流源，生成與該基準恆流源輸出的恆定電流相關的第1及第2恆定電流的、恆定電流生成用電流鏡電路，以第1恆定電流為基準，決定表示所述截止驅動電路的動作期間的截止驅動控制信號的脈衝寬度的第1脈衝生成電路，以及以第2恆定電流為基準，決定所述佔空比限制信號的脈衝寬度的第2脈衝生成電路。
該結構中，決定截止驅動控制信號的脈衝寬度的第1脈衝生成電路與決定佔空比限制信號的脈衝寬度的第2脈衝生成電路，均以與基準恆流源生成的恆定電流相關的某一恆定電流(第1或第2恆定電流)為基準，決定各自的脈衝寬度。因此，即使例如由於製造離散性或周圍溫度變化等原因使截止驅動電路的動作期間成為偏離設計值的值，佔空比為上限值時的上述開關元件的截止期間也以同樣傾向成為偏離設計值的值。結果，即使在佔空比為上限值時也能可靠地截止開關元件，而且可實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，本發明有關的電子設備，具備上述結構的開關電源電路的任一種。因此可實現耗電少的電子設備。
本發明的其他目的、特徵及優點將通過以下的說明而得到充分了解。又，本發明的有利之處通過參照附圖及以下說明而變得明白。
圖1表示本發明的實施形態，是開關電源電路的主要部分結構的方框圖。
圖2為上述開關電源電路中ON驅動電路及OFF驅動電路的主要結構電路圖。
圖3示出上述開關電源電路的動作波形圖。
圖4示出本發明的另一實施形態，示出開關電源電路的主要部分結構的方框圖。
圖5示出上述開關電源電路的動作波形圖。
圖6示出設置於上述開關電源電路的脈衝寬度控制電路的結構例方框圖。
圖7詳細示出上述脈衝寬度控制電路的電路圖。
圖8示出設置於上述脈衝寬度控制電路的佔空比限制信號生成電路的動作波形圖。
圖9示出設置於上述脈衝寬度控制電路的截止驅動控制信號生成電路的動作波形圖。
圖10示出設置於上述脈衝寬度控制電路的恆流源結構例的電路圖。
圖11示出上述開關電源電路的變形例的電路圖。
圖12示出上述開關電源電路另一變形例的電路圖。
圖13示出現有技術的電路，示出開關電源電路的主要結構方框圖。
圖14示出上述開關電源電路動作波形圖。
圖15示出上述開關電源電路中，ON驅動電路及OFF驅動電路的主要結構的電路圖。
具體實施例方式
第1實施形態根據圖1至圖3說明本發明的一實施形態如下。即，本實施形態的開關電源電路1如圖1所示，是將從電源2加到輸入端子Tin的電壓Vin經穩定化後通過輸出端子Tout供給負荷3的電路，例如被適當地用作如對電子設備供給電力的電源電路或通用的電源電路。
在上述開關電源電路1中，設置有配置於兩個端子Tin、Tout間的開關元件11，使開關元件11的輸出電壓Vo平滑化並供給上述輸出端子Tout的平滑化電路12，根據輸出端子Tout的電壓Vout控制開關元件11的導通期間與截止期間的比例以使該輸出電壓Vout為一定的值Vc的控制電路13。
本實施形態的開關元件11由NPN型的雙極電晶體構成，控制電路13通過對該電晶體的基極供給電流或取出電流來控制電晶體的導通、截止。
本實施形態的平滑化電路12具備例如配置於開關元件11與輸出端子Tout之間的線圈L1，負極接於線圈L1與開關元件11之間的連接點，正極接地的二極體D1，一端接到線圈L1與輸出端子Tout的連接點，另一端接地的電容器C1。又，本實施形態輸入端子Tin經由電容器C11接地，使輸入電壓Vin平滑。
另一方面，控制電路13設有由電阻R11和R12組成的、對輸出電壓Vout進行分壓生成反饋電壓Vadj的分壓電路21，生成預定基準電壓Vref的基準電壓源22，把電壓Vadj、Vref的差值放大的差動放大器23，發生三角波Vosc的振蕩器24，將差動放大器23輸出的誤差電壓Verr與振蕩器24輸出的三角波Vosc進行比較，生成與誤差電壓Verr的佔空比對應的PWM(脈寬調製)信號Vpwm的PWM比較器25，與振蕩器24的輸出信號Vosc同步而且在預定期間生成成為有效的佔空比限制信號Vlim的佔空比限制信號生成電路26，只是在PWM信號Vpwm為有效且佔空比限制信號Vlim為無效時使輸出為有效的門電路27，以及用門電路27輸出的驅動控制信號Vdrv的佔空比使開關元件11導通/截止的驅動電路28。上述各部件23、25、27對應於權利要求範圍中所述的控制手段。
上述結構中例如當由於輸出電壓Vin下降或負荷3的電流消耗增大等使輸出電壓Vout低於規定值Vc時，隨著輸出電壓Vout的變動，所述反饋電壓Vadj也要低於基準電壓Vref。另一方面，差動放大器23放大兩電壓Vadj、Vref的誤差，實時地響應輸出電壓Vout的微小變化，PWM比較器25的輸出信號Vpwm的佔空比變大。據此，驅動電路28延長了開關元件11導通期間的比例，抑制輸出電壓Vout的下降。
反之，當輸出電壓Vout上升時，由於PWM比較器25的輸出信號Vpwm的佔空比變小，驅動電路和28縮短開關元件11導通期間的比例，抑制輸出電壓Vout的增加。
這裡，為了將由於輸入電壓Vin或負荷3的電流消耗變動等引起的輸出電壓Vout的變動納入預定的允許範圍內，以充分高的精度且高速地設定差動放大器23根據反饋電壓Vadj的變動檢測輸出電壓Vout的變動時的精度，與在差動放大器23檢測出輸出電壓Vout的變動之後驅動電路28為抵消輸出電壓Vout的變動而控制開關元件11的導通期間的比例時的響應速度。因此，開關電源電路1儘管輸入電壓Vin或負荷3的電耗變動也能對負荷3繼續施加一定的電壓Vc。
本實施形態的驅動電路28中設有驅動控制信號Vdrv在有效期間對開關元件11的基極供給電流使開關元件11導通的ON驅動電路31，在截止驅動控制信號Voff指示動作期間從開關元件11的基極取出電流使開關元件11截止的OFF驅動電路32，此外還設有，僅在從上述驅動控制信號Vdrv成無效的時刻起的預定期間，也即驅動控制信號Vdrv變成短於無效期間的預定期間，設定上述截止驅動控制信號Voff為表示動作的值的脈衝寬度控制電路(截止驅動控制手段)33。
上述ON驅動電路31具備例如圖2所示那樣恆流源I21，由PNP雙極電晶體Q21和Q22構成，將與恆流源I21供給的電流I21相關的某一電流(如大致成比例的電流)作為導通電流供給開關元件11的基極的電流鏡電路，以及使恆流源I21的電流供給開始、停止的開關(停止手段)SW21。
詳細地說，上述電晶體Q21與Q22的基極連在一起並接到電晶體Q21的集電極。此外，電晶體Q21的集電極接到上述恆流源I21，所述Q22的集電極接到開關元件11的基極。又，所述恆流源I21經由開關SW21接地。又開關SW21在驅動控制信號Vdrv為有效時導通，為無效時關斷。兩個電晶體Q21、Q22的發射極上通過輸入端子Tin施加輸入電壓Vin，兩個電晶體Q21、Q22的基極上經過電阻21加上輸入電壓Vin。
同樣地，OFF驅動電路32具備1配置於開關元件11的基極-射極間的NPN型雙極電晶體(電流放大手段)Q30，恆流源I31，由PNP型雙極電晶體Q31與Q32構成，將與恆流源I31供給的電流I31相關的某一電流供給電晶體Q30的基極的電流電路，以及使恆流源I31的電流供給開始、停止的開關(停止手段)SW31。
詳細地說，電晶體Q30的集電極接到開關元件11的基極，發射極接到開關元件11的發射極。其他部件Q31、Q32、I31、SW31、R31的連接與ON驅動電路31的各部件Q21、Q22、I21、SW21、R21的連接大致相同。但是Q32的集電極與Q22的集電極不同，接到Q30的基極。又，所述開關SW31根據截止驅動控制信號Voff而代替驅動控制信號Vdrv進行動作，在截止控制信號Voff指示動作時導通，指示動作停止時截止。
上述OFF驅動電路32為了縮短開關元件11的累積時間和下降時間，與ON驅動電路31不同，電流鏡電路不直接驅動開關元件11，而是驅動接在電流開關元件11的基極的電晶體Q30。因此，OFF驅動電路32能夠以大於ON驅動電路31供給電流的電流(希望是幾倍的電流)作為截止電流從開關元件11的基極取出。
作為一例，設恆定電流I21＝2.65[mA]，電阻R21＝1[kΩ]，電晶體Q21與Q22基極一射極間電壓為0.65[V]，電晶體Q21與Q22的集電極比為1∶40，則ON驅動電路向開關元件11的基極供給的電流為(2.65[mA]-0.65/1[kΩ])×40＝80[mA]。
又，設恆定電流I31＝3.05[mA]，電阻R31＝1[kΩ]，電晶體Q31與Q32的基極-射極間電壓為0.65V，電晶體Q3 1與Q32的發射極面積比為1∶2，電晶體Q30的hfe＝50，則OFF驅動電路32從開關元件11的基極取出的電流為(3.05[mA]-0.65/1[kΩ])×2×50＝240[mA](最大值)。
上述結構中圖1所示的PWM比較器25對如圖3所示的差動放大器23輸出的誤差電壓Verr與振蕩器24輸出的三角波Vosc進行比較，生成與誤差電壓Verr對應的佔空比的PWM信號Vpwm。又，圖3中作為一例，示出隨著反饋電壓Vadj低於基準電壓Vref，誤差電壓Verr變高的情況，PWM比較器25在誤差電壓Verr高於三角波Vosc時，使PWM信號Vpwm為有效。又，圖3的例中PWM信號Vpwm在有效狀態時為高電平。
這裡圖3的例中示出誤差電壓Verr較低，PWM信號Vpwm的無效期間比佔空比限制信號V1im的有效期間來得長的情況。因此，門電路27輸出與PWM信號Vpwm相同佔空比的驅動控制信號Vdrv。
驅動控制信號Vdrv在有效的期間(t1～t2期間)使圖2所示的開關SW21導通，ON驅動電路31開始動作，對開關元件11的基極供給電流。結果開關件11導通。
具體地說，一當開關SW21導通，由於形成從輸入端子Tin經電晶體Q21、恆流源I21以及開關SW21向接地電平的電流通路，恆定電流I21流過電晶體Q21。因此，由兩電晶體Q21、Q22形成的電流鏡電路開始動作，電晶體Q22對開關元件11的基極供給與流過電晶體Q21的恆定電流I21相關的某一電流。由此，開關元件11導通。
又，驅動控制信號Vdrv在有效期間，由於截止驅動信號Voff表示動作停止，故圖2所示的開關SW31截止。因此，OFF驅動電路32停止動作，不從開關元件11的基極取出電流。因此，ON驅動電路31可以無任何困難地使開關元件11導通。
反之，在t2時刻一當驅動控制信號Vdrv為無效時，截止驅動控制信號Voff成為表示動作的值(圖3例中H電平)，因此，OFF驅動電路32開始動作，從開關元件11的基極取出電流。
具體地說，當截止驅動控制信號Voff成為表示動作的值，所述開關SW31就導通。這樣，形成從輸入端子Tin經電晶體Q31、恆流源I31以及開關SW31到接地電平的電流通路，恆定電流I31流過電晶體Q31。因此，由兩電晶體Q31、Q32形成的電流鏡電路開始動作，電晶體Q32對電晶體Q30的基極供給與流過電晶體Q31的恆定電流I31相關的某一電流。這樣，電晶體Q30導通，從開關元件11的基極取出電流。結果開關元件11截止。
又，驅動控制信號Vdrv在無效期間(t2～t3期間)，由於ON驅動電路31的開關SW21截止，ON驅動電路31停止動作，停止對開關元件11的基極供給電流。因此，OFF驅動電路32可無任何障礙地截止開關元件11。
這裡，本實施形態的開關電源電路1如圖3所示，在驅動控制信號Vdrv到達有效的時刻更早的時刻(t11)，截止驅動控制信號Voff成為表示動作停止的值。結果，OFF驅動電路32的驅動控制信號Vdrv在比無效時間更短的期間停止動作，不從開關元件11的基極取出電流。
具體地說，OFF驅動電路32中由於開關SW31被關斷，故阻斷了從輸入端子Tin經電晶體Q31、恆流源I31以及開關SW31到接地電平的電流通路。這樣，由於電流不流過電晶體Q31，故由電晶體Q31及Q32組成的電流鏡電路也停止動作，電晶體Q32停止對電晶體Q30的基極的電流供給。結果電晶體Q30截止，不從開關元件11的基極取出電流。
這裡，儘管驅動控制信號Vdrv為無效，但在OFF驅動電路32停止動作期間(t11～t3期間)中，在OFF驅動電路32中由於開關SW31關斷，故也停止恆流源I31對電流鏡電路的恆定電流供給。因此，與在驅動控制信號Vdrv無效期間中(t2～t3期間中)OFF驅動電路32持續動作，OFF驅動電路32的恆流源I31對電流鏡電路持續供給恆定電流的結構相比，可削減開關電源電路1的電耗。
另一方面，開關元件11由於在OFF驅動電路32動作期間(t2～t11)從基極取出充分的電流，故在OFF驅動電路32停止動作的時刻(t11)已經變成截止狀態。因此，在下一次ON驅動電路31開始動作，對開關元件11的基極開始供給電流的時刻(t3)之前的期間(t11～t3期間)，開關元件11可以無任何障礙地繼續截止。
又，當驅動控制信號Vdrv再次為有效時(t3時刻)，與所述時刻t1同樣地，ON驅動電路31開始動作，使開關元件11導通。這樣，開關元件11以驅動控制信號Vdrv所示的佔空比來導通/截止。
這樣，本實施形態的開關電源電路1中設置了在比驅動控制信號Vdrv的無效期更短的期間使OFF驅動電路32動作的脈寬控制電路33。結果，與無效期中OFF驅動電路32持續動作，從開關元件11的基板持續取出電流的結構相比，可減小從開關元件11的基極電流取出電流(從開關元件11的基極取出電流用的電流)，因此，可降低流過控制電路13的電流的平均值(驅動控制信號Vdrv在無效期中全體的平均值)，可提高開關電源電路1的效率。
這裡，設開關電源電路1中輸入電力為Pin，輸出電力為Pout時，則電源變換效率η如式(1)所示，為η＝Pout/Pin (1)又設開關電源電路1的損耗為P1時，則電源變換效率η如式(2)所示，為η＝Pout/(Pout+P1) (2)又，設開關元件11的電耗為Pt，平滑化電路12的二極體D1的電耗為Pd，電路的電阻成分的損耗為Pe，控制電路13的電耗為Pq時，則電源電路損耗P1如式(3)所示，為P1＝Pq+Pt+Pd+Pe(3)又，設開關損耗為Psw，開關元件11導通時的兩端電壓及電流分別為Vsat、Isw，佔空比為D時，則開關元件電耗Pt如式(4)所示，為Pt＝Psw+Vsat×Isw×D (4)又，設二極體D1的正向電壓為VF，流過二極體D1的電流為Id時，則二極體電耗Pd為Pd＝VF×Id×(1-D) (5)這裡，佔空比D如式(6)所示，為D＝(Vout+VF)/(Vin-Vsat+VF) (6)設負載電流為Iout，開關元件11的上升沿時間和下降沿時間分別為tr、tf，開關元件11的導通/截止的周期為T，則開關損耗Psw如式(7)所示，為Psw＝Vin×Iout×(tr+tf)/T (7)又，上述負載電流Iout為Iout＝Tsw×D＝Id×(1-D)。
又，電路電阻成分引起的損失Pe是由從端子Tin至Tout之間的電路的電阻成分發生的損耗，該電阻成分包含配線電阻及線圈L1的等效串聯電阻分量。
另一方面，設控制電路13的電流為Iq時，則控制電路13的電耗Pq如式(8)所示，為Pq＝Iq×Vin(8)又，將本實施形態的控制電路13分類成ON驅動電路31、OFF驅動電路32、以及其他電路(例如振蕩器24等)時，則消耗電流Iq的平均值如式(9)所示，為Iq＝Iq31×D31+Iq32×D32+Iqoth (9)又，式(9)中，Iq31及Iq32分別表示ON驅動電路31及OFF驅動電路32動作時的消耗電流，D31及D32分別表示ON驅動電路31及OFF驅動電路32的動作期間的比率。Iqoth為其他電路的消耗電流。
作為一例，設Vin＝40[V]、Vout＝5.0[V]、Iout＝0.50[A]、Vsat＝1.0[V]、VF＝0.50[V]、tr＝tf＝20[ns]、T＝10[us]、則由式(6)得佔空比D＝0.14。又由式(4)及式(7)，得開關元件11的電耗Pt＝150[mW]，由式(5)得二極體電耗Pd＝215[mW]。
這裡，作為比較例，驅動控制信號Vdrv無效期間中OFF驅動電路32持續動作的結構，由於D31＝D，D32＝1-D，兩電路31、32的電路參數是上述數值，並設其他電路的消耗電流Iqoth＝2[mA]時，則控制電路13的消耗電流Iq的平均值為2.65[mA]×0.14+3.05[mA]×0.86+2[mA]＝5.00[mA]。因此，控制電路13的電耗Pq為200[mW]。結果，電源電路損耗P1為200+150+215＝565[mW]。另一方面，由於上述數值例中輸出電力Pout＝2.5[W]，故電源變換效率η為81.6％。
與之相對，本實施形態限制OFF驅動電路32的動作時間。因此，兩電路31、32的電路參數以及其他電路的消耗電流Iqoth與上述比較例相同，並設截止驅動控制信號Voff的脈寬(表示OFF驅動電路32的動作期間)為400[ns]時，則控制電路13的消耗電流Iq的平均值為2.65[mA]×0.14+3.05[mA]×0.04+2[mA]＝2.493[mA]。結果，控制電路1 3的電耗Pq削減到99.72[mW]，電源變換效率η提高至84.3％。
這裡，上述截止驅動控制信號Voff的脈寬(表示OFF驅動電路32的動作期間)設定為對累積在開關元件11的基極-射極間(在後述的FET情況為柵極)的電荷充分取出的時間。例如，設基極-射極間電容量為5[pF]，基極-射極間電壓為0.8[V]，OFF驅動電路32從開關元件11的基極取出的電流(截止驅動電流)為10[mA]時，則上述時間為0.8[V]×500[pF]/10[mA]＝40[nS]。因此，截止驅動控制信號Voff的脈寬設在40[nS]以上。
另一方面，當截止驅動控制信號Voff的脈寬變長時，如上述那樣，控制電路13的電耗Pq就變大，因此從效率角度考慮，希望截止驅動控制信號Voff的脈寬儘可能短些。
因而，將截止驅動控制信號Voff的脈寬設定為不妨礙開關元件11的可靠截止驅動而且能充分削減電耗Pq的值。例如，若OFF驅動電路32的動作期間相對於開關周期為百分之幾時，則OFF驅動電路32上電耗平均值為充分小，電耗Pq也為充分小。一般若設動作期間為開關周期的1％左右，則OFF驅動電路32能可靠地截止開關元件11。因此作為OFF驅動電路32的動作期間，較適合採用開關周期1～5％左右的值(上述數值例400[nS]時為4％)。此外，當擔心開關周期短、有礙於開關元件11的可靠截止驅動時，也可設定高於5％的值。
又，本實施形態由於OFF驅動電路32動作期間受到限制，故驅動控制信號Vdrv的無效期間中與OFF驅動電路32動作的結構不同，即使圖2所示的電阻R31的電阻值用得小，無用電流的時間平均值也不變大，所以電阻R31的值可更小些。因而，可提高開關元件11的動作速度，並可減小開關元件11的開關損耗。其結果進一步提高電源變換效率η。
詳細地說，累積於電晶體Q31、Q32的基極-射極間電容上的電荷通過上述電阻R31放電，故當電阻R31的值取得小時，就可更加縮短該兩電晶體Q31、Q32的截止時間。另一方面，當電阻R3 1的值取得小時，由於兩電晶體Q31、Q32截止期間流過電阻R31的電流增大，所以增大OFF驅動電路32的電耗。因此，驅動控制信號Vdrv的無效期間中OFF驅動電路32一直動作的結構中，電阻R31的值不能取得十分小。
然而本實施形態的開關電源電路1通過脈寬控制電路33，將OFF驅動電路32的動作時間縮短到對累積於開關元件11的基一發間(後述的FET情況為柵極)的電荷能充分取出的程度。因此，可將電阻R31的值設定得更小，可提高開關電源電路1的電源變換效率η。
第2實施形態本實施形態的開關電源電路1a如圖4所示，是與第1實施形態的開關電源電路1大致相同的結構，但是刪去了佔空比限制信號生成電路26。此外，該開關電源電路1a中取代脈寬控制電路33設置的脈寬控制電路33a以比截止驅動控制信號Voff更長的期間變為有效而且生成同步於三角波Vosc的佔空比限制信號Vlim。
該結構中生成截止驅動控制信號Voff的脈寬控制電路33a兼有佔空比限制信號生成電路26的功能，生成佔空比限制信號Vlim。因此，生成佔空比限制信號Vlim的電路與獨立於生成截止驅動信號Voff的電路，與生成佔空比限制信號Vlim的結構不同，能使截止控制信號Voff的脈寬確實地小於佔空比限制信號Vlim的脈寬(有效期間)。
這裡，開關元件n被截止的期間的最小值為佔空比限制信號Vlim的有效期間的長度。因此，不管負荷電流Iont或輸入電壓Vin如何，可以把OFF驅動電路32動作的期間設定得比開關元件11被截止的期間短，能可靠地減小開關電源電路1的電耗。
這裡，圖5表示例如短路狀態等由佔空比限制信號Vlim決定開關元件11的截止時間的狀態。該狀態中，PWM信號Vpwm的脈寬比佔空比限制信號Vlim無效期間長。圖5的例表示PWM信號Vpwm的佔空比100％(常時有效)的情況。
因而，驅動控制信號Vdrv的佔空比變成最大值為(1-佔空比限制信號Vlim的佔空比)，驅動控制信號Vdrv僅在佔空比限制信號Vlim的有效期間，成為無效。
這樣，驅動控制信號Vdrv為無效的時間即使成為最小的情況，也將截止驅動控制信號Voff的脈寬設定為小於佔空比限制信號Vlim的脈寬。
因此，即使在截止時間為最小的情況，脈寬控制電路33a也僅在比開關元件11截止的期間(t2～t3期間)更短的期間(t2～t11期間)使OFF驅動電路32動作。結果，即使在截止時間為最小的情況也能削減開關電源電路1a的電耗。
以下說明脈寬控制電路33a的結構例。本結構例的脈寬控制電路33a如圖6所示具備生成根據輸入的電流決定脈寬的截止驅動控制信號Voff的截止驅動控制信號生成電路(第1脈衝生成手段)41，生成根據輸入的電流決定脈寬的佔空比限制信號Vlim的佔空比限制信號生成電路(第2脈衝生成手段)42，作為基準恆流源的恆流源I41，以及由PNP型雙極電晶體Q41～Q43組成的、對兩電路41、42分別供給與來自恆流源I41的恆定電流I41相關的某一電流的電流鏡電路。
上述電晶體Q41～Q43的基極互相連接，並與電晶體Q41的集電極相連。此外，電晶體Q41～Q43的集電極分別接恆流源I41、截止驅動控制信號生成電路41以及佔空比限制信號生成電路42。各電晶體Q41～Q43的發射極上分別通過電阻R41～R43施加來自未圖示的內部恆壓源的恆壓VS。
該結構中由電晶體Q41～Q43構成電流鏡電路，在截止驅動控制信號生成電路41及佔空比限制信號生成電路42上流過互相相關的某一電流。因此，即使由於開關電源電路1製造時的製造離散性或周圍溫度的變化等原因使供給上述兩電路41、42的電流成為偏離設計值的值。截止驅動控制信號voff及佔空比限制信號Vlim的脈寬成為偏離設計值的值，它們的變化也變成具有互相相關的變化。另一方面，兩電路41、42根據供給它們各自的電流決定各自生成的信號Voff、Vlim的脈寬。其結果，不管制造離散性和周圍溫度的變化如何，但截止驅動控制信號生成電路41能確實生成脈寬比佔空比限制信號生成電路42生成的佔空比限制信號Vlim的脈寬短的截止驅動控制信號Voff。
上述截止驅動控制信號生成電路41及佔空比限制信號生成電路42由如下的結構來實現例如在從輸入作為觸發信號的時刻起至電容器的兩端電壓超過閾值為止的期間，保持輸出為第1值，同時向電容器繼續供給恆定電流，在超過閾值後至輸入下一個觸發信號為止的期間，保持輸出為第2值。又，該電容器在超過閾值後至輸入下一個觸發信號期間被放電。
詳細地說，如圖7所示，例如本結構的截止驅動控制信號生成電路41具備接受來自電晶體Q42的恆定電流供給的電容器C51。該電容器C51上並聯連接電晶體Q51，該電晶體Q51的基極上通過輸入端子P3施加作為上述觸發信號的驅動控制信號Vdrv。本結構例是驅動控制信號為高有效的情況的結構例，作為上述NPN型雙極電晶體的電晶體Q51將驅動控制信號Vdrv的電平從高到低的變化作為觸發而截止。因此，截止驅動控制信號生成電路41以驅動控制信號Vdrv的電平從高到低的變化(從有效向無效變化)作為觸發信號，開始對電容器C51的恆定電流充電。
另一方面，在電晶體Q51與電容器C51的連接點上連接有NPN型雙極電晶體(信號生成電路)Q52的基極，該電晶體Q52的集電極作為輸出端子P4接到OFF驅動電路32。電容器C51的另一端(與電晶體Q51相反一側的端子)及Q51、Q52的發射極接地。
又，上述輸出端子P4上由PNP型雙極電晶體Q44供給電流。本結構例由電晶體Q41和Q44組成的電流鏡電路對輸出端子P4供給具有與來自恆定電流I41的恆定電流I41相關的電流，然而如能對輸出端子P4供給電流的話，則也可以由獨立於恆流源I41之外的電流源或設置於電源線與輸出端子P4之間的電阻等來供給與恆定電流I41無相關關係的電流。
又，輸出端子P4與電晶體Q51連動通過導通/截止的電晶體Q53接地。本例中電晶體Q53為NPN型雙極電晶體，基極上加驅動控制信號Vdrv。又，輸出端P4上由與所述電晶體Q44相同的電晶體Q45供給電流。
另一方面，佔空比限制信號生成電路42也具備與所述截止驅動控制信號生成電路41的各部件Q51～Q53及C51相同地連接的各部件Q61～Q63及C61。但佔空比限制信號生成電路42輸出端子P2接到門電路27的負邏輯輸入，可輸出高有效的佔空比限制信號Vlim。在輸入端子P1上作為上述觸發信號施加了與三角波Vosc同步地作高/低電平變化的矩形波Vr。本結構例中，該矩形波Vr在三角波Vosc到達最大電平時刻從高電平向低電平變化，在最小電平時刻從低電平到高電平變化，作為上述NPN型雙極電晶體的電晶體Q51以矩形波Vr的從高電平到低電平變化作為觸發信號而截止。因此，佔空比限制信號生成電路42以該變化作為觸發信號開始對電容器C61進行恆定電流充電。
又，上述結構例中互相相同地設定截止驅動控制生成電路41及佔空比限制信號生成電路42的電阻R42、R43的阻值，用相同的元件實現各電晶體Q42、Q43。設定電容器C51的靜電電容量使小於電容器C61的。這樣，對電容器C51充電的電路時間常數小於對電容器C61充電的電路時間常數。結果，由截止驅動控制信號生成電路41生成的截止驅動控制信號Voff表示動作的期間被設定得比佔空比限制信號生成電路42生成的佔空比限制信號Vlim成為有效的期間來得短。
上述結構中如圖8所示，在短形波Vr的高電平期間(t41前的期間)由於佔空比限制信號生成電路42的電晶體Q61導通，電容器C61的電晶體Q42側端部A2的電位V61保持在低電平。該狀態下，由於電晶體Q63導通，輸出端子P2的電位即佔空比限制信號Vlim保持在低電平。
又，當在t41時刻矩形波Vr電平從高向低變化時，由於電晶體Q63截止，故佔空比限制信號Vlim變成高電平。又，從上述時刻t41起由於電晶體Q61導通，故由電晶體Q43開始對電容器C61的充電。因此在時刻t41到t42之間，電容器C61的端部A2的電位V61徐徐上升。
在時刻t42，當該電位V61上升超過電晶體(信號生成電路)Q62的Vbe時，Q62導通。這樣，佔空比限制信號Vlim變為低電平。
在時刻t43，當矩形波Vr變為高電平時，所述電晶體Q61和Q63導通。這樣，累積於電容器C61的電荷被放電，端部A2的電位V61變為低電平。
這裡，佔空比限制信號Vlim為高電平的時間T2(有效期間)是對電容器C61充電所要的時間(從t41至t42的時間)，由流經電晶體Q43的電流I43與電容器C61的靜電電容量C61所決定。
例如，設I43＝10[mA]，C61＝10[pF]，電晶體Q62的Vbe為0.65V時，則上述時間T2由式(10)T2＝Vbe×C61/I43 (10)得T2＝650[nS]。又，本結構例中，設定恆流源I41的電流值為10[μA]，用相同元件構成電晶體Q41和Q43，並設定電阻R41和R43的阻值各為1[kΩ]，設定I43＝10[μA]。
同樣，截止驅動控制信號生成電路41如圖9中所示，在驅動控制信號Vdrv有效期間(tS1前的期間)電晶體Q51、Q53導通，輸出端子P4的電位即高有效的截止驅動控制信號Voff成低電平。
又，在t51時刻當驅動控制信號Vdrv變為無效時，由於電晶體Q53截止，截止驅動控制信號Voff變為高電平(有效)。又，從時刻t51起，由於電晶體Q51截止，開始通過電晶體Q42對電容器C51的充電。因此在時刻t51至t52期間，電容器C51的端部A1的電位V51慢慢上升。
在t52時刻當電位V51上升超過電晶體Q52的Vbe時，電晶體Q52導通。這樣，輸出端子P4的電位變為低電平，截止驅動控制信號Voff變為無效。
在t53時刻當驅動控制信號Vdrv變為有效時，所述電晶體Q51和Q53導通。這樣，積累所述在電容器C51上的電荷被放電，所述端部A1的電位V51變為低電平。
在該截止驅動控制信號生成電路41，截止驅動控制信號Voff高電平時間T1(有效時間)也是電容器C51充電需要的時間(t51至t52期間)，由流過電晶體Q42的電流I42與電容器51的靜電電容量所決定。
例如，設I42＝10[μA]，C51＝5[pF]，電晶體Q52的Vbe為0.65[V]時，則上述時間T1由式(11)T1＝Vbe×C51/I42 (11)得T1＝325[ns]。又，本結構例用相同元件構成電晶體Q41和Q42，同時設定電阻R41和R42的阻值各為1[kΩ]，設定I42＝10[μA]。
這樣，上述結構例通過相同地設定供給電容器C51、C61的電流量，同時通過設定電容器C51的靜電容量值小於電容器C61的，設定截止驅動控制信號生成電路41生成的截止驅動控制信號Voff表示動作的期間T1，比佔空比限制信號生成電路42生成的佔空比限制信號Vlim有效的期間T2短。
上面對通過將對兩電路41、42供給的恆定電流(I42、I43)設定為相同值並將各電容器(C51或C61)的容量設定為互不相同的值，將期間T1設定得比期間T2短的情況作了說明，但並不限於此。
反之，也可通過將兩電容器C51、C61的靜電電容值設定為相同值，同時將恆定電流I42設定得比I43大的值，設定所述期間T1比期間T2短。
例如，上述恆定電流I42、I43如設定電阻R42、R43的阻值為不同的值，變更電晶體Q42、Q43的集電極比，則可設定恆定電流I42值與I43不同。
作為一例，設定電阻R41與R43的值為1[kΩ]，電阻R42的值為2[kΩ]，並設定電晶體Q41、Q42及Q43的集電極比(Q41∶Q42∶Q43)為1∶2∶1。這時，設恆定電流I41＝10[μA]，則上述兩恆定電流I42、I43分別為20[μA]和10[μA]。因此，即便兩電容 C51、C61的容量設定為相同值10[pF]，截止驅動控制信號生成電路41生成的截止驅動控制信號Voff表示動作期間T1和佔空比限制信號生成電路42生成的佔空比限制信號Vlim有效的期間T2也各為325[μS]和650[μS]，期間T1設定得短於期間T2。
可是來自恆流源I41的恆定電流I41，通過電晶體Q41～Q43組成的電流鏡電路供給截止驅動控制信號生成電路41及佔空比限制信號生成電路42。因此，在恆流源I41不受溫度影響的情況下，由於溫度變化引起電晶體Q41～Q43的Vbe變化時，分別供給兩電路41、42的電流I42、I43變化。
相反，本結構例的恆流源I41的結構為，以電晶體的Vbe作為基準，生成恆定電流I41，根據電晶體的Vbe變化引起恆定電流I41變化，抵消因電晶體Q41～Q43的Vbe的變化引起的電流I42、I43的變動。
具體地說，如圖10所示，恆流源I41具備NPN型雙極電晶體Q71與配置於該電晶體Q71的基極-射極間的電阻R71。電晶體Q71的集電極上經由電阻72加有上述的內部恆壓Vs。在所述晶體晶Q71與電阻R72的連接點上接NPN型雙極電晶體(電流輸出手段)Q72的基極，該電晶體Q72的發射極接到所述電阻R71的兩端中的電晶體Q71的基極側的一端。又，該電晶體Q72的集電極作為輸出端接到構成所述電流鏡電路的電晶體Q41的集電極。
該結構中當流過電阻R71的電流I41增加並超過電晶體Q71的Vbe時，電晶體Q71導通。由此降低電晶體Q72的基極電位，減小電流I41。反之，當流過電阻R71的電流I41減少並低於電晶體Q71的Vbe時，電晶體Q71就截止。由此，電晶體Q71的基極電位上升，電流I41增加。因此，控制所述恆定電流I41使電阻R71的兩端電壓為電晶體Q71的Vbe，表示成下式(12)，為I41＝Vbe/R71 (12)這裡，以上各結例中兩電流I42、I43保持與I41相關，可表示為I42＝α1×I41，I43＝α2×I41。α1和α2是分別由電阻值R41～R43決定的常數。
從而，上面的式(10)和(11)分別表示成式(13)和(14)，為T2＝Vbe×C61/(α2×Vbe/R71)＝C61×R71/α2 (13)T1＝Vbe×C51/(α1×Vbe/R71)
＝C51×R71/α1 (14)上述各期間T1、T2不取決於電晶體的Vbe。結果，可抑制各期間T1、T2相對於溫度變動的變動。
上述各實施形態都以作為開關元件的功率電晶體為NPN雙極電晶體的情況作為例子來說明的，但並不以此為限。
例如，如圖11所示，作為開關元件11b也可設置PNP雙極電晶體。這裡，圖2中構成ON驅動電路31的部件Q21、Q22、I21、SW21、R21作為OFF驅動電路32b動作，圖2中構成OFF驅動電路32的部件Q30、Q31、Q32、I31、SW31、R31作為ON驅動電路31b動作。此外，與之相隨，開關SW21在截止驅動控制信號Voff指示動作時導通，開關SW31在驅動控制信號Vdrv有效時導通。
此外，也可如圖12所示採用作為功率電晶體的FET(場效應電晶體)取代雙極電晶體，作為開關元件11c。FET，p溝道和n溝道的都可以，圖12中作為一例示出p溝道的情況。這時，設置與圖11相同的ON驅動電路31b和OFF驅動電路32b、OFF驅動電路32b的電晶體Q22對開關元件11C的柵極供給電荷，使柵極電位上升，截止開關元件11c。又，ON驅動電路31b的電晶體Q30取出累積於開關元件11c的柵極上的電荷，使柵極電位降低，導通開關元件11c。
即使是在上述情況下，由於OFF驅動電路32b僅在短於開關元件11b的截止期間的期間動作，故與上述各實施形態同樣也能提高電源變換效率。
上面以用作對電子設備供給電力的電源電路或通用的電源電路的情況作為例子進行說明，但如上所述，通過將OFF驅動電路32的動作時間限制為開關元件11的截止期間的一部分期間，使電源變換效率提高，因此特別適合用作小型化、高效率化要求高的設備的電源裝置。
作為這樣設備的例子，例如可舉出汽車音響等的車載設備、液晶電視，或個人計算機的外圍設備(CD-ROM驅動器)。
如上述那樣，本發明的開關電源電路(1，1a)具備生成使開關元件(11、11a～11c)導通用的導通驅動電流的導通驅動電路(31，31b)，生成使所述開關元件截止用的截止驅動電流的截止驅動電路(32，32b)，控制上述兩驅動電路、調整上述開關元件的佔空比使輸出電壓為預定值的控制電路(差動放大器23、PWN比較器25、門電路27)，在所述開關電源電路中，其中具備在所述開關元件的截止期間的開始的同時所述截止驅動電路開始動作，並同時在此開關元件的截止期的結束時刻更早的時刻使所述截止驅動電路的動作停止的截止驅動控制電路(脈寬控制電路33、33a)。
上述結構中，導通驅動電路根據控制電路的指示生成導通電流，導通開關元件。另一方面，截止驅動電路根據控制電路的指示生成截止驅動電流，截止開關元件。這裡控制電路控制導通及截止驅動電路、在使開關元件斷續之際調整佔空比，控制輸出電壓使等於預定的值。這樣，開關電源電路不管輸入電壓變動或負荷變動如何，都能對負荷穩定地供給預定的電壓。
又，截止驅動控制電路使例如控制電路對截止驅動電路指示動作的脈衝信號(截止驅動控制信號)的脈衝寬度縮短等，在所述開關元件的截止期間的開始同時使所述截止驅動電路開始動作，並同時在比開關元件的截止期的結束時刻更早的時刻使所述截止驅動電路的動作停止。
上述結構中由於截止驅動電路與開關元件的截止期間開始一起動作，故能無任何困難地截止開關元件。又，由於截止驅動電路在比開關元件的截止期間結束時刻更早的時刻停止動作，故可比在截止期間中動作並持續生成截止驅動電流的結構減小截止驅動電流的平均值，減小電力消耗。又，在截止驅動電路停止期間雖然不生成截止驅動電流，但由於開關元件在截止驅動電路的動作期間中已經截止，故開關元件在剩餘的截止期間中即至導通驅動電路再開始動作的期間可無任何困難地繼續截止。
其結果，與截止驅動電路在開關元件的截止期間中持續動作的結構相比，能實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構上，所述截止驅動電路具備恆流源(I31，I21)，以該恆流源輸出的電流相關的電流作為截止驅動電流供給所述開關元件的控制端子或從該控制端子取出的電流鏡電路(電晶體Q31、Q32，電晶體Q21、Q22)，在所述截止驅動控制電路指示動作停止期間使所述恆流源的電流輸出停止的停止電路。
在該結構中，為對開關元件的控制端子供給截止驅動電流或從該控制端子取出截止驅動電流採用電流鏡電路，截止驅動電路中形成與截止驅動電流通路不同的恆流源輸出電流的通路。因此，當截止驅動電路在開關元件的截止期間中持續動作時，截止驅動電路就不僅消耗截止驅動電流，而且消耗恆流源輸出的電流。然而在上述結構中設置了停止電路，在截止驅動控制電路指示動作停止期間使恆流源的電流輸出停止。結果，儘管用了電流鏡電路但仍能實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構中，所述截止驅動電路具備恆流源(I31)，輸出與該恆流源輸出的電流相關的電流的電流鏡電路(電晶體Q31、Q32)，以放大該電流鏡電路的輸出電流後的電流作為所述截止驅動電流供給所述開關元件的控制端子或從該控制端子取出的電流放大電路(電晶體Q30)，在所述截止驅動控制電路指示動作停止期間使所述恆流源的電流輸出停止的停止電路(開關SW31)。
該結構與有上述的停止電路的結構同樣地設置停止電路的結構，在截止驅動控制電路指示動作停止期間使恆流源的電流輸出停止。因此，儘管用了電流鏡電路但能實現電源變換效率高的開關電源電路。又，該結構由於設置了電流放大電路，故能增加供給開關元件的控制端子的電流量或從控制端子取出的電流量。結果與無電流放大電路的結構相比，可縮短開關元件的累積時間、下降時間，可進一步提高電源變換效率。
又，也可以在上述各結構中，所述截止驅動控制電路向所述控制電路輸出決定所述開關元件的佔空比的上限用的佔空比限制信號(Vlim)，同時設定該佔空比限制信號使佔空比為上限值時的開關元件的截止期間比所述截止驅動電路的動作期間還要長。
該結構中例如通過脈衝寬度的設定等，設定該佔空比限制信號使佔空比為上限值時的開關元件的截止期間比截止驅動電路的動作期間還要長。因此，截止驅動電路的動作期間，不管輸入電壓或負荷狀態如何總是短於開關元件的截止期間。
又，所述截止驅動控制電路控制截止驅動電路的動作期間，同時生成佔空比限制信號。因此，與獨立於截止驅動控制電路的電路生成佔空比限制信號的結構不同，例如，即使由於製造偏差或周圍溫度變化等原因使截止驅動電路的動作期間成為偏離設計值的值，佔空比為上限值時的上述開關元件的截止期間也變成以同樣的傾向偏離設計值的值。
結果，可以設定截止驅動電路的動作期間使短於開關元件的截止期間且不與開關元件的導通期間重疊。因此，即使在佔空比為上限值時也能可靠地截止開關元件，而且可實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在以上結構中，所述截止驅動控制電路具備生成成為基準恆定電流的基準恆流源(I41)，生成與該基準恆流源輸出的恆定電流相關的第1及第2恆定電流的、恆定電流生成用電流鏡電路(電晶體Q41～Q43)，以第1恆定電流為基準，決定表示截止驅動電路的動作期間的截止驅動控制信號(Vdrv)的脈衝寬度的第1脈衝生成電路(截止驅動控制信號生成電路和41)，以及以第2恆定電流為基準，決定所述佔空比限制信號的脈衝寬度的第2脈衝生成電路(佔空比限制信號生成電路42)。
該結構中，決定截止驅動控制信號的脈衝寬度的第1脈衝生成電路與決定佔空比限制信號的脈衝寬度的第2脈衝生成電路，兩者都以基準恆流源生成的恆定電流相關的某一恆定電流(第1或第2恆定電流)為基準，決定各自的脈衝寬度。因此，即使例如由於製造偏差或周圍溫度變化等原因使截止驅動電路的動作期間成為偏離設計值的值，佔空比為上限值的上述開關元件的截止期間也變成以同樣傾向成為偏離設計值的值。結果，即使在佔空比為上限值時也能可靠地截止開關元件，而且可實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以在上述結構中，第1及第2脈衝生成電路用各自作為基準的恆定電流量與分別設置的電容器(C51、C61)的電容量來決定各自的脈寬。
又，也可以在上述結構中，所述第1及第2脈衝生成電路具備電容器(C51、C61)；和控制截止驅動控制信號或佔空比限制信號的信號生成電路(電晶體Q52、Q62)，使對各電容器開始充電各自作為基準的恆定電流起至各該電容器的兩端電壓到達預定閾值為止的時間作為有效或無效的期間。
這裡，在上述各結構中，即可以所述第1及第2恆定電流是互相相同的電流，並設定所述兩脈衝生成電路的電容器的靜電容量為互不相同的值，所述第1和第2恆定電流為互不相同的電流量，並設定所述兩脈衝生成電路的電容器的靜電容量為互相相同的值。
這些結構中，所述第1及第2脈衝生成電路用各自作為基準的恆定電流量與分別設置的電容器的靜電容量來決定各自的脈寬。因此，通過使各自的恆定電流量與各自的靜電容量中的至少一方互不相同，從而可設定各自的脈衝。又，即使發生製造偏差或周圍溫度的變化等，各自的恆定電流量與各自的靜電容量也保持互相相關的變化。結果，在佔空比為上限值時也可能可靠地截止開關元件，實現電源變換效率高的開關電源電路。
又，也可以上述基準恆流源具備電阻(R71)，控制流過上述電阻的電流量使該電阻兩端的電壓變成電晶體的基極-射極間電壓時閾值的電流控制電路(電晶體Q71)，輸出與流過上述電阻的電流量對應的電流量的電流的電流輸出電路(電晶體Q72)作為成為上述基準的恆定電流。
這裡，當溫度變化時，由於電晶體的基極-射極間電壓的閾值(Vbe)變化，故構成上述恆定電流生成用的電流鏡電路的電晶體的Vbe也變化。結果，即使基準恆流源輸出的恆定電流的量為一定，該電流鏡電路輸出的第1及第2恆定電流的量也改變了。
可是，上述結構中基準恆流源也是取決於Vbe的恆流源，基準恆流源輸出的恆定電流的量按照電晶體的Vbe變化。因而，可用基準恆流源的輸出電流的變化來抵消電流鏡電路的Vbe變化引起的第1及第2恆定電流的量的變化。結果可抑制與溫度變動相對應的上述各信號的脈寬變化。
此外，本發明有關的電子設備具備上述結構的開關電源電路的任何一種。因此，可實現電耗小的電子設備。
在發明的詳細說明項中所舉的具體實施形態或實施例，始終是為了解本發明的技術內容的例子，不應僅限於這種具體例作狹義解釋，在本發明的精神與以下所述的權利要求項範圍內可作種種變更並實施。
權利要求
1.一種開關電源電路(1，1a)，具有生成使開關元件(11，11a～11c)導通用的導通驅動電流的導通驅動電路(31，31b)，生成使所述開關元件(11，11a～11c)截止用的截止驅動電流的截止驅動電路(32，32b)，控制所述兩驅動電路(31·32，31b·32b)並調整所述開關元件(11，11a～11c)的佔空比使輸出電壓為預定值的控制手段(23，25，27)，其特徵在於，具備在所述開關元件(11，11a～11c)的截止期開始的同時使所述截止驅動電路(32、32b)動作，同時在比所述開關元件(11，11a～11c)的截止期的結束時刻更早的時刻使所述截止驅動電路(32，32b)的動作停止的截止驅動控制手段(33，33a)。
2.如權利要求1所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述截止驅動電路(32，32b)具備恆流源(I31，I21)；以與該恆流源(I31，I21)輸出的電流相關的電流作為所述截止驅動電流，提供給所述開關元件(11，11a～11c)的控制端子或從該控制端子取出的電流鏡電路(Q31·Q32、Q21·Q22)；在所述截止驅動控制手段(33，33a)指示動作停止的期間使所述恆流源(I31，I21)的電流輸出停止的停止手段(SW31，SW21)。
3.如權利要求1所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述截止驅動電路(32)具備恆流源(I31)；輸出與該恆流源(I31)輸出的電流相關的電流的電流鏡電路(Q31、Q32)；以放大該電流鏡電路(Q31、Q32)的輸出電流的電流作為所述截止驅動電流，提供給所述開關元件(11，11a～11c)的控制端子，或從該控制端子取出的電流放大手段(電晶體Q30)；在所述截止驅動控制手段(33)指示動作停止的期間使所述恆流源(I31)的電流輸出停止的停止手段(SW31)。
4.如權利要求1所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述截止驅動控制手段(33，33a)向所述控制手段(23，25，27)輸出決定所述開關元件(11，11a～11c)的佔空比的上限用的佔空比限制信號，同時設定該佔空比限制信號，使佔空比為上限值時的所述開關元件(11，11a～11c)的截止期間比所述截止驅動電路(32，32b)的動作期間還要長。
5.如權利要求4所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述截止驅動控制手段(33，33a)具備生成作為基準的恆定電流的基準恆流源(141)，生成與該基準恆流源(I41)輸出的恆定電流相關的第1及第2恆定電流的，恆定電流生成用電流鏡電路(Q41～Q43)，以所述第1恆定電流為基準，決定表示所述截止驅動電路(32，32b)的動作期間的截止驅動控制信號的脈衝寬度的第1脈衝生成手段(41)，以及以所述第1恆定電流為基準，決定所述佔空比限制信號的脈衝寬度的第2脈衝生成手段(42)。
6.如權利要求5所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述第1及第2脈衝生成手段(41、42)利用分別作為基準的恆定電流量和分別設置的電容器(C51、C61)的靜電容量決定各脈衝寬度。
7.如權利要求5所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述第1及第2脈衝生成手段(41、42)具備電容器(C51，C61)，以及控制截止驅動控制信號或佔空比限制信號，以將從分別對各電容器(C51、C61)開始充以分別作為基準的恆定電流起到使該電容器(C51、C61)的兩端電壓達到預定的閾值為止的時間，作為有效或無效的期間的信號生成電路(Q52、Q62)。
8.如權利要求6或7所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述第1及第2恆定電流的電流量是相同的，所述兩脈衝生成手段(41，42)的電容器(C51、C61)的靜電容量設定為互不相同的值。
9.如權利要求6或7所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述第1及第2恆定電流的電流量互不相同，所述兩脈衝生成手段(41、42)的電容器(C51、C61)的靜電容量設定為相同值。
10.如權利要求6或7所述的開關電源電路(1，1a)，其特徵在於，所述基準恆流源(I41)具備電阻(R71)，控制流過所述電阻(R71)的電流量，使該電阻(R71)的兩端電壓等於電晶體的基極一射極間電壓的閾值的電流控制手段(Q71)，輸出與流過所述電阻(R71)的電流量的電流量相應的電流量作為所述基準恆定電流的電流輸出手段(Q72)。
11.一種電子設備，其特徵在於，具備權利要求1～7中任一項所述的開關電源電路(1，1a)。
全文摘要
設置於驅動電路的脈衝寬度控制電路在比驅動控制信號的無效期間更短的期間對OFF驅動電路指示動作。因而，一旦上述驅動控制信號變成無效OFF驅動電路便開始動作，從開關元件的基極取出電流，使開關元件截止。而且，OFF驅動電路在比驅動控制信號變成有效更早的時刻停止動作。這樣，OFF驅動電路可比上述無效期間持續動作減小電耗，提高電源變換效率。其結果是，實現了電源變換效率高的開關電源電路。
文檔編號H02M3/155GK1518199SQ20041000330
公開日2004年8月4日 申請日期2004年1月21日 優先權日2003年1月24日
發明者金森淳, 沖和史 申請人:夏普株式會社