高功率因數恆流驅動電路及恆流裝置的製作方法
2023-10-06 23:29:44 1
專利名稱：高功率因數恆流驅動電路及恆流裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種高功率因數恆流驅動電路及恆流裝置。
背景技術：
目前大多數用電設備中存在非線性元件和儲能元件，會使輸入交流電流波形發生嚴重畸變，導致網側輸入功率因數很低，為了滿足國際標準IEC61000-3-2的諧波要求，必須在用電設備中加入功率因素校正(PFC)裝置。傳統的有源功率因素校正電路一般採用升壓(Boost)拓撲、升降壓(Buck-boost)拓撲或降壓型(Buck)拓撲。其中，Boost拓撲具有控制容易、驅動簡單以及在整個工頻周期內都可以進行開關工作、輸入電流的功率因數可以接近於I等特點。但是Boost電路具有輸出電壓高的缺點，而且在寬範圍輸入(通常為90Vac_265Vac)條件下，在低電壓段(通常為90Vac-110Vac)效率會比高壓段(通常為220Vac_265Vac)低1_3%。而採用Buck-boost升降壓拓撲，電路損耗相對Buck拓撲會大一些。在小功率應用場合，Buck拓撲能夠在整個輸入電壓範圍內保持較高效率。由於工業上的熱設計都是根據效率最低點來設計的，因此Buck拓撲的熱設計也比Boost拓撲和Buck-boost拓撲簡單。所以，目前Buck拓撲被越來越多地用到工業產品中，如中小功率的直流-直流變換器的前級PFC電路或者單級LED驅動器等。圖I所示為現有技術中的一種採用降壓型拓撲的LED驅動電路，主要包括整流橋、輸入電容Cin、功率開光管Q1、隔尚或自舉驅動電路、輸出二極體Do、電容L、輸出電容Co、電流採樣電阻Rsen以及PFC控制電路。圖I所示電路的主要缺點是由於功率電路中的功率開關管Q1和PFC控制電路不在同一電位上，因此功率開關管Q1的驅動器需要採用浮驅動技術(例如隔離驅動或者自舉電路驅動)，增加了電路的複雜度，成本也相對較高。並且，一般的浮驅動電路的損耗也比採用直接驅動方式的驅動電路的損耗大一些。圖2所示為現有技術中一種採用變結構的降壓型拓撲的LED驅動電路，主要包括整流橋、輸入電容Cin、電感L、輸出電容Co、輸出二極體Do、PFC控制電路、功率開關管Q1以及採樣電阻Rsen。採用圖2所示電路的主要缺點是採樣電阻Rsen只能採樣功率開關管Q1導通時的輸出電感的電流，使得控制電路無法直接接收LED上的電流信號。儘管可以通過一些控制算法通過採樣電阻Rsen上檢測到的流經功率開關管Q1的電流間接獲得輸出電流信息，但相比直接採樣輸出電流的方法，LED電流的調整精度不高。尤其是對於輸入電壓範圍較寬、輸出電感L的電感量變化範圍較大和輸出LED燈串數量變化較多的應用場合，LED電流的調整精度會進一步下降，導致無法滿足一些特定的參數指標。
發明內容
本發明要解決的技術問題是提供一種高功率因數恆流驅動電路及恆流裝置，能夠解決常規Buck型高功率因數恆流驅動電路中功率開關管驅動電路複雜和電流採樣精度不準的問題。
為解決上述技術問題，本發明提供了一種高功率因數恆流驅動電路，包括整流橋；輸入電容，其第一端和第二端分別與所述整流橋的正、負輸出端連接；輸出二極體，其負極連接所述輸入電容的第一端；變壓器，其原邊繞組的同名端連接所述輸入電容的第一端，其副邊繞組的異名端連接所述輸出二極體的正極，其副邊繞組的同名端接地；輸出電容，其第一端連接所述原邊繞組的異名端；功率開關管，其第一功率端連接所述輸出電容的第二端，其第二功率端經由電流檢測電路接地，其控制端接收外部輸入的驅動信號。 根據本發明的一個實施例，所述電流檢測電路包括電流採樣電阻。根據本發明的一個實施例，所述高功率因數恆流驅動電路還包括自舉電路二極體，其正極連接所述輸出電容的第一端；輔助電容，其第一端連接所述自舉電路二極體的負極，其第二端接地，所述輔助電容的第一端向外輸出輔助電源信號。根據本發明的一個實施例，所述輸出電容配置為與負載並聯。本發明還提供了一種高功率因數恆流裝置，包括以上任一項所述的高功率因數恆流驅動電路； 控制電路，用於產生所述驅動信號。根據本發明的一個實施例，所述控制電路包括負載電流控制電路，其輸入端連接所述功率開關管的第二功率端，檢測流經所述功率開關管的電流的平均值並產生調節信號；功率因數校正控制電路，根據所述負載電流控制電路輸出的調節信號和所述變壓器的副邊繞組異名端輸出的電壓信號產生所述驅動信號。根據本發明的一個實施例，當流經所述功率開關管的電流平均值增大時，所述調節信號減小；當流經所述功率開關管的電流平均值變小時，所述調節信號增大。根據本發明的一個實施例，所述負載電流控制電路包括輸入電阻，其第一端連接所述功率開關管的第二功率端；誤差放大器，其負輸入端連接所述輸入電阻的第二端，其負輸入端還經由補償網絡連接至所述誤差放大器的輸出端；基準電壓源，其輸出端連接所述誤差放大器的正輸入端。根據本發明的一個實施例，所述輸入電阻的第一端經由濾波器連接所述功率開關
管的第二功率端。根據本發明的一個實施例，所述功率因數校正控制電路為恆導通時間控制的臨界導通的功率因數校正控制電路、採樣峰值電流實現的臨界導通控制的功率因數校正控制電路、斷續電流模式控制的功率因數校正控制電路、或者連續模式控制的功率因數校正電路。根據本發明的一個實施例，所述功率因數校正控制電路包括輸出二極體電流過零檢測電路，對所述副邊繞組異名端輸出的電壓信號進行過零檢測；三角波產生電路，用於產生三角波信號；
第一比較器，對所述調節信號和三角波信號進行比較；RS觸發器，其置位輸入端連接所述輸出二極體電流過零檢測電路的輸出端，其復位輸入端連接所述第一比較器的輸出端，其正輸出端產生所述驅動信號，其負輸出端控制所述三角波產生電路產生三角波信號。根據本發明的一個實施例，所述輸出二極體電流過零檢測電路包括第一電阻，其第一端連接所述副邊繞組的異名端；第二電阻，其第一端連接所述第一電阻的第二端，其第二端接地；第二比較器，其負輸入端連接所述第一電阻的第二端，其正輸入端接收預設的參考電壓，其輸出端連接所述RS觸發器的置位端。·
根據本發明的一個實施例，由所述三角波產生電路產生的三角波信號與所述調節信號經所述第三比較器比較，產生所述驅動信號的復位信號；流經所述輸出二極體的電流過零之後，所述變壓器副邊繞組兩端的電壓開始下降，當所述第一電阻的第二端的電壓降至低於所述預設的參考電壓時，所述第二比較器的輸出端產生所述驅動信號的置位信號；所述RS觸發器根據所述第一比較器和第二比較器的輸出信號產生周期性的驅動信號，當流經所述功率開關管的電流平均值增大時，所述驅動信號的佔空比變小，當流經所述功率開關管的電流平均值減小時，所述驅動信號的佔空比變大，以使輸出電流恆定。根據本發明的一個實施例，所述三角波產生電路包括直流電流源，其輸入端連接電源；電容，其第一端連接所述直流電流源的輸出端，其第二端接地；開關，其輸入端連接所述電容的第一端，其輸出端連接所述電容的第二端，其控制端連接所述RS觸發器的負輸出端。根據本發明的一個實施例，所述功率因數校正控制電路包括輸出二極體電流過零檢測電路，對所述副邊繞組異名端輸出的電壓信號進行過零檢測；比例電路，其輸入端連接所述整流橋的正輸出端，用於檢測和採樣整流後的輸入電壓；乘法器，其第一輸入端連接所述比例電路的輸出端，其第二輸入端接收所述負載電流控制電路產生的調節信號；第三比較器，其負輸入端連接所述乘法器的輸出端，其正輸入端連接所述功率開關管的第二功率端；RS觸發器，其置位輸入端連接所述輸出二極體電流過零檢測電路的輸出端，其復位輸入端連接所述第三比較器的輸出端，其正輸出端產生所述驅動信號。根據本發明的一個實施例，所述輸出二極體電流過零檢測電路包括第一電阻，其第一端連接所述副邊繞組的異名端；第二電阻，其第一端連接所述第一電阻的第二端，其第二端接地；第二比較器，其負輸入端連接所述第一電阻的第二端，其正輸入端接收預設的參考電壓，其輸出端連接所述RS觸發器的置位端。根據本發明的一個實施例，所述整流橋的正輸出端產生的正弦半波信號經所述比例電路採樣之後傳輸至所述乘法器，與所述調節信號相乘得到幅值可變的正弦半波信號，所述電流檢測電路採樣的功率開關管電流信號與所述乘法器的輸出信號經所述第三比較器比較，產生所述驅動信號的復位信號；流經所述輸出二極體的電流過零之後，所述變壓器副邊繞組兩端的電壓開始下降，當所述第一電阻的第二端的電壓降至低於所述預設的參考電壓時，所述第二比較器產生驅動信號的置位信號；所述RS觸發器根據所述第三比較器和第二比較器的輸出信號產生周期性的驅動信號；當流經所述功率開關管的電流的平均值增大時，所述驅動信號的佔空比變小，當流經所述功率開關管的電流的平均值減小時，所述驅動信號的佔空比變大，以使輸出電流恆定。與現有技術相比，本發明具有以下優點本發明實施例的高功率因數恆流驅動電路中的功率開關管無需採用浮驅動電路，而且電流檢測電路檢測到的功率開關管的電流平均值即為負載的電流平均值，從而使得控制電路能夠實現對輸出電流的直接控制，負載電流的調整精度不受輸出電感和負載變化的影響，有利於提聞負載電流的調節精度。此外，本發明實施例的恆流驅動電路及恆流裝置中，控制電路能夠直接驅動功率·開關管，有利於降低驅動損耗和電路成本，並且容易實現軟開關。進一步地，本發明實施例的恆流驅動電路中，還可以通過自舉電路從負載取電來為控制電路供電，從而使得變壓器無需增加輔助繞組供電，降低了變壓器成本。另外，在簡化了恆流驅動電路結構的基礎上，本實施例的恆流驅動電路和恆流裝置可以通過功率因數控制實現輸入高功率因數，並保證恆流控制精度。
圖I是現有技術中一種降壓型LED驅動電路的電路原理圖；圖2是現有技術中另一種降壓型LED驅動電路的電路原理圖；圖3是本發明實施例的高功率因數恆流裝置的電路原理圖；圖4a是本發明實施例的高功率因數恆流驅動電路在工作模態I下的等效電路圖；圖4b是本發明實施例的高功率因數恆流驅動電路在工作模態II下的等效電路圖；圖5是本發明實施例的高功率因數恆流裝置的工作波形圖；圖6是本發明第一實施例中的高功率因數恆流裝置的詳細電路圖；圖7是本發明第二實施例中的高功率因數恆流裝置的詳細電路圖。
具體實施例方式下面結合具體實施例和附圖對本發明作進一步說明，但不應以此限制本發明的保護範圍。參考圖3，圖3示出了本實施例的恆流裝置的原理圖，該恆流裝置包括高功率因數恆流驅動電路100以及對其進行控制的控制電路。其中，高功率因數恆流驅動電路100至少包括整流橋BI、輸入電容Cin、輸出二極體Do、變壓器T、功率開關管Q1、電流檢測電路Rsen和輸出電容Co ;控制電路包括負載電流控制電路101和功率因數校正(PFC)控制電路102。進一步而言，整流橋BI的輸入端接交流電源Vac，整流橋BI的正輸出端連接輸入電容Cin的第一端,整流橋BI的負輸出端連接輸入電容Cin的第二端,輸入電容Cin的第二端接地。輸出二極體Do的負極和變壓器T的原邊繞組Wp的同名端連接，輸出二極體Do的正極連接變壓器T的副邊繞組Ws的異名端。變壓器T的原邊繞組Wp的異名端連接輸出電容Co的第一端,輸出電容Co的第二端連接功率開關管Ql的第一功率端，輸出電容Co配置為與負載並聯，該負載例如可以是LED等。功率開關管Ql的第二功率端連接電流檢測電路Rsen的第一端，電流檢測電路Rsen的第二端接地。變壓器T副邊繞組Ws的同名端接地。功率開關管Ql的控制端接收控制電路產生的驅動信號Vg。作為一個非限制性的例子，本實施例中的電流檢測電路Rsen包括電流採樣電阻Rsen,但是本領域技術人員應當理解，電流檢測電路Rsen也可以採用其他具有電流檢測功能的電路結構。在控制電路中，負載電流控制電路101的輸入端連接恆流驅動電路100內功率開關管Ql的第二功率端，也即連接電流檢測電路Rsen的第一端。負載電流控制電路101用於檢測流經功率開關管Ql的電流ip的平均值並產生調節信號Vcomp。負載電流控制電路101的輸出端連接PFC控制電路102的輸入端，PFC控制電路102的輸出端連接功率開關管·Ql的控制端。PFC控制電路102根據負載電流控制電路101產生的調節信號Vcomp和變壓器T的副邊繞組Ws異名端輸出的電流信號is產生驅動信號Vg。作為一個非限制性的例子，在本實施例中，當流經功率開關管Ql的電流ip的平均值增大時，調節信號Vcomp減小，當流經功率開關管Ql的電流ip的平均值減小時，調節信號Vcomp增大。在圖3所示的電路結構中，負載電流控制電路101包括輸入電阻R1、誤差放大器Uf、基準源Vref、補償網絡IOlb以及濾波器101a。其中，輸入電阻Rl的第一端可以作為負載電流控制電路101的輸入端，當然，作為一個優選的實施例，輸入電阻Rl的第一端可以經由濾波器IOla連接功率開關管Ql的第二功率端。輸入電阻102的第二端連接誤差放大器Uf的負輸入端。誤差放大器Uf的正輸入端連接基準電壓源Vref的輸出端(即正端)，基準電壓源Vref的負端接地，誤差放大器Uf的負輸入端經由補償網絡IOlb連接至誤差放大器Uf自身的輸出端，誤差放大器Uf的輸出端產生上述調節信號Vcomp。在圖3所示的電路結構中，PFC控制電路102可以採用恆導通時間控制的臨界導通的功率因數校正控制電路、採樣峰值電流實現的臨界導通控制的功率因數校正控制電路、斷續電流模式控制的功率因數校正控制電路、或者連續模式控制的功率因數校正電路。PFC控制電路102通過接收負載電流控制電路101輸出的調節信號Vcomp和變壓器T的副邊繞組Ws異名端的電壓信號Z⑶產生脈寬調製的驅動信號Vg。功率開關管Ql根據驅動信號Vg周期性地導通和截止，以此來驅動高功率因數恆流驅動電路，並且保證負載電流Io維持恆定。本領域技術人員應當理解，功率開關管Ql可以為不同類型的開關器件。電流檢測電路Rsen可以為檢測電阻等檢測元件；PFC控制電路102可以為不同類型的功率因數校正控制電路，如採樣峰值電流實現的臨界導通控制的功率因數校正控制電路、斷續電流模式(DCM)控制的PFC控制電路或連續模式(CCM)控制的功率因數校正控制電路，並相應地對與恆流驅動電路100的連接方式進行稍微調整即可；電路中串聯的元件可以變換位置，而電路實質不會發生改變。
按照主功率開關管Ql的導通和關斷的情況，高功率因數恆流驅動電路100主要有兩種工作模態，其等效電路分別如圖4a和圖4b所示，電路的主要工作波形如圖5所示。(I)工作模態I:當PWM驅動信號Vg為高電平，功率開關管Ql導通，整流後的輸入電壓加在變壓器T的原邊繞組Wp兩端，原邊電流ip上升；在此期間，輸出二極體Do反向截止。(2)工作模態II:當PWM驅動信號Vg為低電平，功率開關管Ql關斷，輸出二極體Do導通，儲存在變壓器T的原邊繞組Wp的能量轉移到變壓器T的副邊繞組Ws，並流經輸出二極體Do釋放給輸入電容Cin，同時流經變壓器T的副邊繞組Ws的副邊電流is下降。 圖6為圖3所示的恆流裝置的一種更加詳細的電路圖。其中，高功率因數恆流驅動電路100、負載電流控制電路101以及PFC控制電路102的整體連接方式和圖3相同，但是圖6給出了 PFC控制電路102 —種具體的實施方式。參考圖6，在圖6所示的實例中，PFC控制電路102為恆導通時間控制的臨界導通的功率因數校正電路，包括輸出二極體電流過零檢測電路201、三角波產生電路202、RS觸發器203和第一比較器Uc2。輸出二極體電流過零檢測電路201對副邊繞組Ws異名端輸出的電流信號進行過零檢測，三角波產生電路202用於產生三角波信號，第一比較器Uc2用於對調節信號Vcomp和三角波產生電路202產生的三角波信號進行比較。進一步而言，輸出二極體電流過零檢測電路201包括第一電阻R2、第二電阻R3、第二比較器Ucl和比較基準源VDC。其中，第一電阻R2的第一端接恆流驅動電路100中變壓器T的副邊繞組Ws的異名端，第一電阻R2的第二端連接第二比較器Ucl的負輸入端和第二電阻R3的第一端，第二電阻R3的第二端接地。第二比較器Ucl的正輸入端接收預設的參考電壓，本實施例中具體為連接比較基準源VDC的正輸入端，比較基準源VDC的負輸入端接地。第二比較器Ucl的輸出端接RS觸發器203的置位輸入端S。三角波產生電路202包括直流電流源IDC、電容Cl和開關Q2 (例如，開關Q2可以採用開關管來實現)。其中，直流電流源IDC的輸入端連接電源Vcc，直流電流源IDC的輸出端接電容Cl的第一端，電容Cl的第二端接地。開關Q2的輸入端連接電容Cl的第一端，輸出端連接電容Cl的第二端並接地，控制端連接RS觸發器203的負輸出端0。三角波產生電路202在RS觸發器203的負輸出端G的控制下產生三角波信號。第一比較器Uc2的負輸入端接收負載電流控制電路101的輸出的調節信號Vcomp,第一比較器Uc2的正輸入端連接電容Cl的第一端,第一比較器Uc2的輸出端接RS觸發器203的復位輸入端R，RS觸發器203的正輸出端Q輸出PWM驅動信號Vg至功率開關管Ql的控制端。此外，圖6所示的恆流裝置還利用自舉電路二極體Dl和輔助電容C2產生輔助電源Vcc，該輔助電源Vcc可以用於向控制電路供電。具體而言，自舉電路二極體Dl的正極接輸出電容Co的第一端，自舉電路二極體Dl的負極接輔助電容C2的第一端，輔助電容C2的第二端接地，輔助電容C2的輸出即為輔助電源Vcc。當功率開關管Ql開通的時候，輔助電容Co兩端的電壓Vo通過自舉電路二極體Dl施加至輔助電容C2兩端；當功率開關管Ql關斷時，自舉電路二極體Dl反向截止，輔助電容C2繼續維持輔助電源Vcc的電壓。本領域技術人員還應當理解，如果輸出電壓Vo過高，還可以在上述電路基礎上通過電阻分壓或者其他適當的方式以獲得合適電壓範圍的輔助電源Vcc。圖6所示恆流裝置的工作過程簡單描述如下負載電流控制電路101檢測恆流驅動電路100中流經功率開關管Ql的電流ip的平均值，並產生調節信號Vcomp，當電流ip的平均值增大時，調節信號Vcomp減小，當電流ip的平均值變小時,調節信號Vcomp增大。第一比較器Uc2對三角波產生電路202產生的三角波信號和調節信號Vcomp進行比較，產生PWM驅動信號Vg的復位信號；輸出二極體Do的電流過零之後，變壓器T的副邊繞組Ws兩端的電壓ZCD開始下降，當其經由第一電阻R2和第二電阻R3分壓之後的信號降至低於比較基準源VDC輸出的參考電壓時，第二比較器Ucl產生PWM驅動信號Vg的置位信號；RS觸發器203根據第二比較器Ucl和第一比較器Uc2的輸出信號來產生周期性的PWM驅動信號Vg0當開關管電流ip的平均值增大時，控制電路使得PWM驅動信號Vg的佔空比變小；當開關管電流ip的平均值減小時，控制電路使得PWM驅動信號Vg的佔空比變大，從而調節輸出電流Io恆定。·
圖7為第二實施例中的恆流裝置的詳細電路圖。與圖6所示電路相比，圖7採用了另一種臨界導通模式控制的PFC控制電路102，而高功率因數恆流驅動電路100和負載電流控制電路101的整體連接方式仍然保持不變。參考圖7，PFC控制電路102包括輸出二極體電流過零檢測電路201、RS觸發器203、比例電路204、乘法器205和第三比較器Uc3。輸出二極體電流過零檢測電路201對副邊繞組Ws異名端輸出的電壓信號進行過零檢測；比例電路204用於檢測和採樣整流橋BI整流後的輸入電壓Vin ;乘法器205對比例電路204和負載電流控制電路101的輸出信號進行相乘。其中，輸出二極體電流過零檢測電路201的具體結構以及連接方式與圖6所示的實施例相同，這裡不再重複說明。比例電路204的輸入端接高功率因數恆流驅動電路100內整流橋BI的正輸出端，用來檢測和採樣整流後的輸入電壓Vin，比例電路204的輸出端接乘法器205的第一輸入端，乘法器205的第二輸入端接收負載電流控制電路101輸出的調節信號Vcomp，乘法器205的輸出端接第三比較器Uc3的負輸入端，第三比較器Uc3的正輸入端接電流檢測電路Rsen的第一端，第三比較器Uc3的輸出端接RS觸發器203的復位輸入端R，RS觸發器203的正輸出端輸出PWM驅動信號Vg至功率開關管Ql的控制端。圖7所示的電路的工作過程簡單描述如下負載電流控制電路101檢測流經功率開關管Ql的電流ip的平均值並產生調節信號Vcomp，當開關管電流ip的平均值增大，調節信號Vcomp減小；當開關管電流ip的平均值增變小，則調節信號Vcomp增大。高功率因數恆流驅動電路100內整流橋BI的正輸出端輸出的正弦半波信號Vin經比例電路204採樣之後傳輸至乘法器205的第一輸入端，並與調節信號Vcomp相乘得到幅值可變的正弦半波信號。電流檢測電路Rsen米樣的功率開關管Ql的電流ip與乘法器205的輸出信號經第三比較器Uc3進行比較，產生PWM驅動信號Vg的復位信號；輸出二極體Do的電流過零之後，變壓器副邊繞組Ws兩端的電壓ZCD開始下降，當其經由第一電阻R2和第二電阻R3分壓之後的電壓信號降至低於比較基準源VDC輸出的參考電壓時，第二比較器Ucl產生PWM驅動信號Vg的置位信號；RS觸發器203根據第二比較器Ucl和第三比較器Uc3的輸出信號來產生周期性的PWM驅動信號Vg。當開關管電流ip的平均值增大時，控制電路使得PWM驅動信號Vg的空比變小，當開關管電流ip的平均值減小時，控制電路使得PWM驅動信號Vg的佔空比變大,從而調節輸出電流Io恆定。本發明雖然以較佳實施例公開如上，但其並不是用來限定本發明，任何本領域技術人員在不脫離本發明的精神和範圍內，都可以做出可能的變動和修改，因此本發明的保護範圍應當以本發明權利要求 所界定的範圍為準。
權利要求
1.一種高功率因數恆流驅動電路，其特徵在於，包括 整流橋； 輸入電容，其第一端和第二端分別與所述整流橋的正、負輸出端連接； 輸出二極體，其負極連接所述輸入電容的第一端； 變壓器，其原邊繞組的同名端連接所述輸入電容的第一端，其副邊繞組的異名端連接所述輸出二極體的正極，其副邊繞組的同名端接地； 輸出電容，其第一端連接所述原邊繞組的異名端； 功率開關管，其第一功率端連接所述輸出電容的第二端，其第二功率端經由電流檢測電路接地，其控制端接收外部輸入的驅動信號。
2.根據權利要求I所述的高功率因數恆流驅動電路，其特徵在於，所述電流檢測電路包括電流採樣電阻。
3.根據權利要求I所述的高功率因數恆流驅動電路，其特徵在於，還包括 自舉電路二極體，其正極連接所述輸出電容的第一端； 輔助電容，其第一端連接所述自舉電路二極體的負極，其第二端接地，所述輔助電容的第一端向外輸出輔助電源信號。
4.根據權利要求I所述的高功率因數恆流驅動電路，其特徵在於，所述輸出電容配置為與負載並聯。
5.一種高功率因數恆流裝置，其特徵在於，包括 權利要求I至4中任一項所述的高功率因數恆流驅動電路； 控制電路，用於產生所述驅動信號。
6.根據權利要求5所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述控制電路包括 負載電流控制電路，其輸入端連接所述功率開關管的第二功率端，檢測流經所述功率開關管的電流的平均值並產生調節信號； 功率因數校正控制電路，根據所述負載電流控制電路輸出的調節信號和所述變壓器的副邊繞組異名端輸出的電壓信號產生所述驅動信號。
7.根據權利要求6所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，當流經所述功率開關管的電流平均值增大時，所述調節信號減小；當流經所述功率開關管的電流平均值變小時，所述調節信號增大。
8.根據權利要求6所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述負載電流控制電路包括 輸入電阻，其第一端連接所述功率開關管的第二功率端； 誤差放大器，其負輸入端連接所述輸入電阻的第二端，其負輸入端還經由補償網絡連接至所述誤差放大器的輸出端； 基準電壓源，其輸出端連接所述誤差放大器的正輸入端。
9.根據權利要求8所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述輸入電阻的第一端經由濾波器連接所述功率開關管的第二功率端。
10.根據權利要求6所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述功率因數校正控制電路為恆導通時間控制的臨界導通的功率因數校正控制電路、採樣峰值電流實現的臨界導通控制的功率因數校正控制電路、斷續電流模式控制的功率因數校正控制電路、或者連續模式控制的功率因數校正電路。
11.根據權利要求6所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述功率因數校正控制電路包括 輸出二極體電流過零檢測電路，對所述副邊繞組異名端輸出的電壓信號進行過零檢測； 三角波產生電路，用於產生三角波信號； 第一比較器，對所述調節信號和三角波信號進行比較； RS觸發器，其置位輸入端連接所述輸出二極體電流過零檢測電路的輸出端，其復位輸入端連接所述第一比較器的輸出端，其正輸出端產生所述驅動信號，其負輸出端控制所述三角波產生電路產生三角波信號。
12.根據權利要求11所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述輸出二極體電流過零檢測電路包括 第一電阻，其第一端連接所述副邊繞組的異名端； 第二電阻，其第一端連接所述第一電阻的第二端，其第二端接地； 第二比較器，其負輸入端連接所述第一電阻的第二端，其正輸入端接收預設的參考電壓，其輸出端連接所述RS觸發器的置位端。
13.根據權利要求12所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，由所述三角波產生電路產生的三角波信號與所述調節信號經所述第三比較器比較，產生所述驅動信號的復位信號；流經所述輸出二極體的電流過零之後，所述變壓器副邊繞組兩端的電壓開始下降，當所述第一電阻的第二端的電壓降至低於所述預設的參考電壓時，所述第二比較器的輸出端產生所述驅動信號的置位信號；所述RS觸發器根據所述第一比較器和第二比較器的輸出信號產生周期性的驅動信號，當流經所述功率開關管的電流平均值增大時，所述驅動信號的佔空比變小，當流經所述功率開關管的電流平均值減小時，所述驅動信號的佔空比變大，以使輸出電流恆定。
14.根據權利要求11所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述三角波產生電路包括 直流電流源，其輸入端連接電源； 電容，其第一端連接所述直流電流源的輸出端，其第二端接地； 開關，其輸入端連接所述電容的第一端，其輸出端連接所述電容的第二端，其控制端連接 所述RS觸發器的負輸出端。
15.根據權利要求6所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述功率因數校正控制電路包括 輸出二極體電流過零檢測電路，對所述副邊繞組異名端輸出的電壓信號進行過零檢測； 比例電路，其輸入端連接所述整流橋的正輸出端，用於檢測和採樣整流後的輸入電壓； 乘法器，其第一輸入端連接所述比例電路的輸出端，其第二輸入端接收所述負載電流控制電路產生的調節信號； 第三比較器，其負輸入端連接所述乘法器的輸出端，其正輸入端連接所述功率開關管的第二功率端； RS觸發器，其置位輸入端連接所述輸出二極體電流過零檢測電路的輸出端，其復位輸入端連接所述第三比較器的輸出端，其正輸出端產生所述驅動信號。
16.根據權利要求15所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述輸出二極體電流過零檢測電路包括 第一電阻，其第一端連接所述副邊繞組的異名端； 第二電阻，其第一端連接所述第一電阻的第二端，其第二端接地； 第二比較器，其負輸入端連接所述第一電阻的第二端，其正輸入端接收預設的參考電壓，其輸出端連接所述RS觸發器的置位端。
17.根據權利要求16所述的高功率因數恆流裝置，其特徵在於，所述整流橋的正輸出端產生的正弦半波信號經所述比例電路採樣之後傳輸至所述乘法器，與所述調節信號相乘得到幅值可變的正弦半波信號，所述電流檢測電路採樣的功率開關管電流信號與所述乘法器的輸出信號經所述第三比較器比較，產生所述驅動信號的復位信號；流經所述輸出二極體的電流過零之後，所述變壓器副邊繞組兩端的電壓開始下降，當所述第一電阻的第二端的電壓降至低於所述預設的參考電壓時，所述第二比較器產生驅動信號的置位信號；所述RS觸發器根據所述第三比較器和第二比較器的輸出信號產生周期性的驅動信號；當流經所述功率開關管的電流的平均值增大時，所述驅動信號的佔空比變小，當流經所述功率開關管的電流的平均值減小時，所述驅動信號的佔空比變大，以使輸出電流恆定。
全文摘要
本發明提供了一種高功率因數恆流驅動電路及恆流裝置，所述恆流驅動電路包括整流橋；輸入電容，其第一端和第二端分別與所述整流橋的正、負輸出端連接；輸出二極體，其負極連接所述輸入電容的第一端；變壓器，其原邊繞組的同名端連接所述輸入電容的第一端，其副邊繞組的異名端連接所述輸出二極體的正極，其副邊繞組的同名端接地；輸出電容，其第一端連接所述原邊繞組的異名端；功率開關管，其第一功率端連接所述輸出電容的第二端，其第二功率端經由電流檢測電路接地，其控制端接收外部輸入的驅動信號。本發明能夠解決常規Buck型高功率因數恆流驅動電路中功率開關管驅動電路複雜和電流採樣精度不準的問題。
文檔編號H05B37/02GK102946196SQ201210522668
公開日2013年2月27日 申請日期2012年12月3日 優先權日2012年12月3日
發明者謝小高, 葉美盼, 吳建興 申請人:杭州士蘭微電子股份有限公司