接收器電路及相關方法

2023-09-24 01:55:10

接收器電路及相關方法【專利摘要】一種接收器電路，例如低中頻接收器，包含兩個混頻路徑。該兩個混頻路徑分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位，以提供兩個混頻信號。該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移被設置為在該兩個混頻信號的振幅之間產生一振幅調整，以及在該兩個混頻信號的相位之間產生一90度的相位差和一相位調整。隨著振幅調整及/或相位調整恰當地調整至該接收器電路的帶通響應相關的非零值時，可實現並最佳化鏡像抑制。接收器電路相關方法也一併提出。本發明可有效降低硬體複雜度、電流損耗、功率消耗及設計面積等。【專利說明】接收器電路及相關方法【【
技術領域：
】】[0001]本發明關於一種接收器電路及相關方法，且特別關於一種混頻處理的接收器電路及相關方法。【【
背景技術：
】】[0002]有線及無線網絡，例如移動通信網絡、區域網、定位系統(positionsystem)、廣播系統、傳感器網絡等等，已經成為現代日常生活的基本要素。在網絡中，當發射器需要發送數字信息給接收器時，發射器編碼數字信息至數字基帶(digitalbase-band,BB)信號、轉換該數字基帶信號至模擬基帶信號、通過混合該模擬基帶信號與發射器產生的本地振蕩信號調製(升頻Up-convert))該模擬基帶信號至射頻信號、以及放大該射頻信號，如此一來通過網絡媒介(例如，無線網絡的空氣)可傳輸射頻信號。當接收器接收射頻信號時，會放大所接收到的射頻信號、通過混合該射頻信號與接收器產生的本地振蕩信號解調(降頻(down-convert))該射頻信號至解調後的信號，如此一來從該解調後的信號可恢復(retrieve)該數字信息。[0003]對於信號接收，有多種接收器架構。舉例來說，外差架構(heterodynearchitecture)的接收器降頻射頻頻帶至位於基帶及射頻頻帶之間的中頻頻帶。另一方面，直接變頻(direct-conversion)(或零中頻(zero_IF))架構的接收器直接降頻射頻頻帶至基帶。相較於直接變頻架構，外差架構顯示了一些優勢，並提供了一種用於信號接收的引人注目的解決方案。另外，外差架構的接收器可採用低中頻機制，其中中頻頻帶的下界(lowerbound)被設置為接近零頻率(直流電DC)，這樣的設置證明有益於信號接收性能及電路實現等ο[0004]雖然外差架構是有益的，但是也在降頻期間引進了鏡像問題(imageissue)，其中鏡像頻帶中的波動(噪聲、幹擾及/或無用信號(unwantedsignal))被轉換為包含期望信號(desiredsignal)的中頻頻帶。鏡像頻帶從零頻率周圍的中頻頻帶鏡像反射(mirror),也就是說，鏡像頻帶和中頻頻帶位於圍繞零頻率的對稱位置。為了降低鏡像問題的影響，需要鏡像抑制(imagerejection)。【【
發明內容】】[0005]有鑑於此，有必要提供一種接收器電路及其相關方法以解決上述問題。[0006]本發明的一實施例提供一種接收器電路，該接收器電路包含兩個混頻路徑，接收一輸入信號(例如，接收到的射頻信號)，用於轉換該輸入信號的頻帶，分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位、並相應地提供兩個混頻信號作為響應。該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移被設置為在該兩個混頻信號的振幅之間產生一振幅調整，以及在該兩個混頻信號的相位之間產生一正交相位(90度)的相位差和一相位調整，該振幅調整及/或該相位調整的至少之一被設置為非零。[0007]本發明的另一實施例提供一種包含混頻區塊、濾波器的接收器電路。混頻區塊接收輸入信號，用於轉換輸入信號的頻帶，分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位、並相應地提供兩個混頻信號作為響應。濾波器耦接於該混頻區塊，用於分別為兩個頻帶(例如，鏡像頻帶和信號頻帶)提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移；其中該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移是依據該兩個濾波器增益及該兩個濾波器相位偏移來被決定。[0008]對上述接收器電路的改進在於:該接收器電路還包含調整模塊，其被設置為設定該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移，以便該兩個感應增益之間的比率被設置為該兩個濾波器增益之間的比率的倒數，以及該兩個感應相位偏移之間的差異被設置為與該兩個濾波器相位偏移之間的差異成180度反相。[0009]本發明的又一實施例提供一種包含混頻區塊、濾波器及調整模塊的接收器電路。混頻區塊被設置為轉換輸入信號的頻帶，分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位，以便伴隨該輸入信號的波動依據該混頻增益及該混頻相位偏移被轉換以在鏡像頻帶形成鏡像波動以及在信號頻帶形成一帶內波動。濾波器耦接於該混頻區塊，用於分別為該信號頻帶及該鏡像頻帶提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移，並相應地分別提供濾波後鏡像波動及濾波後帶內波動以響應該鏡像波動及該帶內波動。調整模塊用於設置該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移，以抑制該濾波後帶內波動及該濾波後鏡像波動的結合。[0010]本發明的又一實施例提供一種應用於接收器電路的方法。該接收器電路包含兩個混頻路徑，該兩個混頻路徑被設置為轉換輸入信號的頻帶，以兩個混頻增益按比例調整輸入信號、以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位、並相應地提供兩個混頻信號作為響應。該接收器電路被設置為提供輸出信號以響應該兩個混頻信號。該方法包含:接收測試信號作為該輸入信號；`調整失配設置，該失配設置控制該兩個混頻信號振幅之間的振幅差及該兩個混頻信號相位之間的相位差，當調整該失配設置時，觀察該輸出信號的振幅。以及存儲最小化該輸出信號振幅的最佳失配設置。[0011]上述接收器電路及其相關方法可`有效降低設計面積等。【【專利附圖】【附圖說明】】[0012]圖1為依據本發明實施例的接收器電路的示意圖。[0013]圖2為依據本發明實施例的失配與鏡像抑制之間關係的示意圖。[0014]圖3為依據本發明實施例的應用於圖1中接收器電路的方法流程圖。【【具體實施方式】】[0015]請參考圖1，其為依據本發明一實施例的接收器電路10的示意圖。舉例來說，接收器電路10可以是採用低中頻(1w-1F)接收機制的無線射頻接收器。接收器10包含放大器12(例如低噪聲放大器(low-noiseamplifier,LNA))、混頻區塊14、調整模塊30、濾波器16以及ADC18。接收器電路10接收到的信號XrfO被輸入至放大器12並被放大至節點n0的信號Xrf。混頻區塊14包含兩個混頻路徑20a和20b;相應地，濾波器16，例如複數(complex)帶通濾波器,具有兩個輸入端32a和32b,以及兩個輸出端34a和34b。混頻路徑20a耦接於節點n0和輸入端32a之間，且混頻路徑20b耦接於節點n0和輸入端32b之間。ADC18耦接於輸出端34a。[0016]在混頻區塊14中，混頻路徑20a被設置為轉換信號Xrf的頻帶，以增益Gxl(混頻增益)按比例調整(scale)信號Xrf、以相位偏移Pxl(混頻相位偏移)偏移信號Xrf的相位、並相應地提供信號Xifl作為混頻信號(mixingsignal)。舉例來說,混頻路徑20a可包含混頻器22a,用以混頻信號Xrf與等於A*cos(w_L0*t+P)(或被A*cos(w_L0*t+P)控制)的振蕩信號，其中量A為振幅、量P為相位、函數cos(.)為餘弦函數、變量t代表時間、以及頻率w_L0由本地振蕩器24(例如,鎖相環(phaselockloop,PLL)(未圖示)的壓控振蕩器(voltagecontrolledoscillator,VCO))振蕩產生。類似地,混頻路徑20b被設置為轉換信號Xrf的頻帶，以增益Gx2按比例調整信號Xrf、以相位偏移Px2偏移信號Xrf的相位、並作為回應形成信號Xif2作為另一個混頻信號。由於混頻路徑20a等同地混頻信號Xrf與振蕩信號A*cos(w_L0*t+P)，混頻路徑20b刻意地調整為由混頻器22b混頻該信號與另一振蕩信號A*(1+r)*cos(w_L0*t+P+90+dP)或A*(1+r)*sin(w_L0*t+P+dP)，其中函數sin(.)為正弦函數。也就是說，兩個混頻路徑20a和20b的兩個相位偏移Pxl和Px2連同兩個增益Gxl和Gx2，被刻意地設置為在信號Xifl和Xif2的相位之間引起相位差(90+dP)，在信號Xifl和Xif2的振幅之間引起振幅差r*A。由於相位差(90+dP)中的90度為正交相位差，因此附加的相位差dP可被認為是用以調整1-Q分支相位失配的相位調整(phaseadjustment),類似地，振幅差r*A為用於1-Q分支振幅失配的振幅調整(amplitudeadjustment)。[0017]為了實現本發明的鏡像抑制，相位調整dP及/或振幅調整A*r會刻意地設置為非零值，因此兩個路徑20a和20b可被認為是一對失配的I路徑和Q路徑，具有現在已經設計好目標的失配。調整模塊30被設置為通過設定兩個混頻路徑20a和20b的增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(PxI，Px2)來控制失配。[0018]通過兩個混頻路徑20a和20b的頻帶轉換，信號Xrf被轉換(例如降頻)至信號Xifl和Xif2。信號Xifl和Xif2可被認為分別是複數混頻信號的實部和虛部，由於信號Xifl和Xif2通過輸入端32a和32b被輸入至濾波器16(例如，具有兩個輸入端及兩個輸出端的複數帶通濾波器)，該複數混頻信號由濾波器16處理。作為回應，濾波器16通過輸出端34a和34b輸出兩個信號Xfl和Xf2，作為兩個濾波後信號。儘管信號Xfl和Xf2可被認為是複數濾波後信號的實部和虛部，但是只選擇信號Xfl和Xf2其中之一被轉換為數字域以用於信息恢復(informationretrieve),另一個沒有被選擇的可被忽略。由於接下來會進行進一步的討論，混頻區塊14和濾波器16的協同合作會抑制信號Xfl和Xf2中的鏡像問題，因此信號接收可直接從濾波器16轉到數字域，而不是通過RC移相器結合信號Xfl和Xf2來在數字域之前消除鏡像，或通過兩個ADC轉換信號Xfl和Xf2來在數字域中抵制鏡像。在圖1的範例中，選擇信號Xfl通過單一ADC18被轉換為數字輸出信號Xdig。[0019]為了說明本發明的鏡像抑制，考慮在射頻鏡像頻帶接收到的波動40(噪聲、幹擾及/或無用信號)，該射頻鏡像頻帶與頻率《_11)附近的射頻信號頻帶相反，如圖1的頻譜所示，其中該射頻信號頻帶被分配給運載期望信息的信號。由於伴隨信號Xrfo(或Xrf)的波動40被混頻區塊14降頻，該混頻區塊14在兩個混頻路徑20a和20b的增益和相位偏移之間具有刻意的失衡(intentionalimbalance),在射頻鏡像頻帶的波動40促成在鏡像頻帶Bffi的波動42i(鏡像波動)和在信號頻帶BWs的波動42s(帶內波動)，其中鏡像頻帶BWi和信號頻帶BWs以頻率分隔(frequencyseparation)wif位於零頻率附近的對稱位置。通過兩個混頻路徑20a和20b之間的刻意失配，混頻區塊14能夠分別為鏡像頻帶BWi和信號頻帶BWs等同地提供兩個增益Bi和Bs(作為感應增益(inducedgain))以及兩個相位偏移Pi和Ps(作為感應相位偏移)。相應地，波動40被轉換為鏡像頻帶BWi，由增益Bi按比例調整、由相位偏移Pi偏移，因此形成波動42i(作為鏡像波動)。類似地，波動40被轉換為信號頻帶BWs，由增益Bs按比例調整、由相位偏移Ps偏移，因此形成波動42s(作為帶內波動)。[0020]對於信號濾波，該濾波器被設置為分別為兩個頻帶(例如，鏡像頻帶和信號頻帶(即包含期望信號的中頻帶))提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移。與兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移相聯合，相位調整和兩個混頻信號振幅之間的比率可依據兩個濾波器相位偏移之間的差異及兩個濾波器增益之間的比率來被決定。具體來說，與兩個混頻路徑20a和20b協同合作，濾波器16被設置為在頻域中實現非對稱(零頻率附近)響應。因此，濾波器16的響應，由圖1中的振幅響應36和相位響應38表示，能提供兩個增益Gi和Gs(作為濾波器增益)和兩個相位偏移Ti和Ts(作為濾波器相位偏移)，分別用於鏡像頻帶Bffi和信號頻帶BWs。相應地，波動42i由增益Gi按比例調整且由相位偏移Ti偏移，以形成波動44i作為濾波後的鏡像波動，波動42s由增益Gs按比例調整且由相位偏移Ts偏移，以形成波動44s作為濾波後的帶內波動。也就是說，通過混頻區塊14和濾波器16的合作，波動40經過總增益Bi*Gi和總相位偏移(Pi+Ti)以形成波動44i，經過總增益Bs*Gs和總相位偏移(Ps+Ts)以形成波動44s。增益Bi*Gi等於Bs*Gs，且相位偏移(Pi+Ti)和(Ps+Ts)成180度反相，波動44s和44i彼此消除，因此實現了鏡像抑制。通過調整增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2)，調整模塊30可控制振幅(A，A*(1+r))和相位(P，(P+90+dP))以操縱增益B1、Bs和相位偏移P1、Ps，如此一來比率Bs/Bi可由此被調整至比率Gf=Gi/Gs以讓Bi*Gi=Bs*Gs，且相位差(P1-Ps)可被設置為以180度相異於相位差Pf=(Ti_Ts)，以使(Pi+Ti)-(Ps+Ts)|=180。[0021]接著圖1的實施例，請參看圖2，其說明兩個混頻路徑20a和20b的失配(例如，振幅(A，A*(l+r))和相位(P，P+90+dP)如何相關於頻帶BWi和BWs的增益(Gi，Gs)和相位偏移(Pi，Ps),以及鏡像抑制如何由混頻區塊14和濾波器16協同合作來實現。不失一般性，兩個混頻路徑20a和20b的信號混頻效果可由方程(eql.1)中的複數信號X_L0(t)表示，其中j為-1的平方根，且混頻路徑20a和20b分別促成信號X_L0(t)的實部和虛部。由方程(eql.2)至(eql.5)的推導和(eq2)和(eq3)所示，可知兩個混頻路徑20a和20b之間的振幅調整r和相位調整dP控制提供給頻帶BWi和BWs的增益(Bi，Bs)和相位偏移(Pi，Ps),因此也控制兩個頻帶BWi和BWs之間的增益比G_QM=Bs/Bi和相位差P_QM=(Ps-Pi)，其中增益比G_QM和相位差P_QM分別代表附加增益和附加相位偏移，相較于波動42i，該附加增益和附加相位偏移由波動42s(圖1)經歷。另一方面，通過濾波器16的頻率響應，相較于波動42s，波動42i經歷了分別由比率Gf=Gi/Gs和相位差Pf=(T1-Ts)表示的附加增益和附加相位偏移。由於混頻區塊14和濾波器16的協同合作，濾波後波動44i和44s可接著由V_image*Gf*cos(wif*t+Pf)和V_image*G_QM*cos(wif*t+P_QM)分別來表不，如方程(eq4)所示，其中因子V_image為波動40的幅值。由於Gf=G_QM及|Pf_P_QM|=180或對應的Bi*Gi=Bs*Gs及I(Pi+Ti)-(Ps+Ts)I=180，所以波動44i和44s彼此消除以抑制由鏡像導致的總波動XJM(t)，如方程(eq4)所示。[0022]也就是說，鏡像抑制可依據濾波器16的頻率響應(例如增益(Gs，Gi))和相位偏移(Ts，Ti)，通過設置混頻區塊14的增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2)來實現，如此一來，增益(Bs，Bi)之間的比率Bs/Bi可為增益(Gs，Gi)之間的比率Gs/Gi的倒數，以使Bs*Gs=Bi*Gi，且兩個偏移(Ps，Pi)之間的差異(Ps-Pi)被設置為以180度與兩個偏移(Ts，Ti)之間的差異(Ts-Ti)成反相以使I(Ps-Ts)-(P1-Ti)|=180。[0023]有多種實施例可被單獨或組合起來採用，以提供增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl,Px2)用於實現兩個混頻路徑20a和20b(圖1)的振幅(A，A*(l+r))和相位(P，P+90+dP)。舉例來說，振蕩器24可被設置為產生兩個在相同頻率w_L0但是在以90+dP度不同相位上振蕩的振蕩信號。在一實施例中，兩個振蕩信號可被分別按比例調整以實現振幅差r*A，並被送至混頻器22a和22b以與信號Xrf混頻。在一實施例中，可分別按比例調整信號Xrf以實現兩個混頻路徑20a和20b的振幅差r*A，接著與兩個振幅相同相位不同的振蕩信號混頻。在一實施例中，信號Xrf可與兩個相位不同但振幅相同的振蕩信號混頻以形成兩個混頻信號，且該兩個混頻信號被混頻器22a和22b分別按比例調整以實現振幅差r*A的作用。[0024]請參考圖3，其為應用於本發明接收器電路10(圖1)的流程100的示意圖。舉例來說，流程100可為採用的測試/校準程序來尋找最佳化鏡像抑制效果的最佳失配設置(例如，包含增益差r和相位差dP)，因此所找到的最佳失配設置可在接收器電路10的正常接收操作期間被採用。流程100的主要步驟如下所述。[0025]步驟102:設置接收器電路10為測試做好準備。[0026]步驟104:使用接收器電路10來接收測試信號作為信號XrfO。測試信號可為正弦測試音，其在射頻鏡像頻帶的一個頻率振蕩以仿真鏡像波動，例如圖1中的波動40。測試信號可由外部測試儀(測試設備或信號發生器)或集成於接收器電路10的內部信號發射器電路(未圖示)產生。[0027]步驟106:調整失配設置至不同的值，以測試混頻區塊14的不同的失配設置，並觀察信號Xdig相應的合成振幅(resultantamplitude)(例如，峰-峰振幅)。[0028]步驟108:在步驟106期間測試的各種失配設置之中，尋找最小化信號Xdig振幅的失配設置以作為最佳失配設置。因為測試信號仿真鏡像抑制，導致最小的合成ADC輸出信號Xdig的失配設置抑制鏡像最多，所以成為最大化鏡像抑制效果的最佳失配設置。不同失配設置的合成信號Xdig可被輸出至外部測試儀作比較，或合成信號Xdig可由內部控制器(例如，數字基帶處理器)比較。[0029]步驟110:記錄最佳失配設置。在一實施例中，調整模塊30可包含邏輯區塊50和存儲器52，因此存儲器52可被用來儲存最佳失配設置。當接收器電路10在流程100結束後執行其正常信號接收功能時，邏輯區塊50可接著從存儲器52中提取最佳失配設置，如此一來，調整模塊30可相應地控制兩個混頻路徑20a和20b與濾波器16的頻率響應協同合作以用於鏡像抑制。存儲器52可為一次性可編程非易失性存儲器(one-timeprogrammablenon-volatilememory),例如嵌入式保險絲(embeddedfuse);或者存儲器52可為可複寫非易失性存儲器(re-writablenon-volatilememory),如同電可擦除PROM(可編程只讀存儲器)。邏輯區塊50的功能可由硬體、固件及軟體單獨實現或組合實現。舉例來說，邏輯區塊50的功能可通過內部控制器執行相應的固件/軟體來被執行。邏輯區塊50也可為獨立的(stand-alone)電路。[0030]根據最佳失配設置，調整模塊30可恰當地設置增益(Gxl，Gx2)和相位偏移(Pxl，Px2),以便抑制濾波後帶內波動44s和濾波後鏡像波動44i(圖1)的結合(例如，總和)以用於鏡像抑制。[0031]有多種可選擇的方式來實現步驟106和108。舉例來說，多種不同的增益設置(每一增益設置包含增益(Gxl，Gx2))可首先與保持固定的相位設置(包含給定的相位偏移(Pxl,Ρχ2?進行測試，以尋找初始最佳增益設置；接著多種不同的相位設置可與被保持的初始最佳增益設置進行測試，以尋找初始最佳相位設置；以及不同的增益設置與被保持的初始最佳相位設置進行測試，以尋找第二最佳增益設置，因此第二最佳增益設置和初始最佳相位設置被記錄作為最佳失配設置。也就是說，當固定相位設置時改變增益設置並且當固定增益設置時改變相位設置，可被順序交替一次或多次以尋找最佳失配設置。在另一設計變化中，N個不同的增益設置Gx[l]至Gx[N]中的每一增益設置Gx[n]可與一相位設置Px[m]配對，以形成N*M個失配設置之一,該相位設置Px[m]從M個不同的相位設置Px[I]至Px[M]中任意地選擇，因此，可通過比較信號Xdig的合成振幅來從這N*M個失配設置中選擇出最佳失配設置。[0032]接收器電路10可被設計為處理不同的接收情境，每一情境與其自身的振蕩頻率w_L0及/或中頻設置(例如，圖1所示的頻率分隔wif的數量及/或濾波器16的頻率響應)有關。也就是說，不同的情境可對應於不同的振蕩頻率w_L0及/或中頻設置。由於不同的振蕩頻率《_11)及/或中頻設置會需要不同的最佳失配設置以最大化鏡像抑制的效果，不同的情境可被編目錄成數個組；相同組的情境可具有相近/類似的振蕩頻率w_L0及/或中頻設置，所以它們可共享相同的最佳失配設置。相應地，對於每一組的代表性振蕩頻率w_L0和代表性中頻設置可重複流程100，以便為每一組找到最佳失配設置；存儲器52會為所有組記錄最佳失配設置。當接收器電路10被應用於給定接收情境時，邏輯區塊50檢查給定情境屬於哪一組，接著提取該組的失配設置以用於鏡像抑制。[0033]通常，1-Q分支的接收器具有同相路徑(I路徑)及正交相位路徑(Q路徑)。具有匹配的1-Q分支，接收到的輸入信號分別通過I路徑及Q路徑同樣地按比例降頻O度及90度相位偏移以形成兩個混頻信號。在一種鏡像抑制中，匹配的1-Q分支的兩個混頻信號被RC-CR電路形成的RC移相器(R為電阻，C為電容)結合成一個信號。然而，RC移相器增加了功率消耗和輸出噪聲，也佔據了大量的設計面積。在另一種鏡像抑制中，匹配的1-Q分支的兩個混頻信號被兩個模數轉換器(ADC)分別轉換為兩個數位訊號，所以通過數字處理該兩個數位訊號，在數字域中實現鏡像抑制。但是，兩個ADC消耗了額外的功率及設計面積。在另一種與匹配的1-Q分支協同合作的鏡像抑制中，利用了複雜的帶通濾波器來保持信號頻帶及抑制鏡像頻帶，因此兩個混頻信號中的每一個混頻信號的鏡像波動被濾波。然而，這種鏡像抑制需要在阻帶和通帶之間具有急劇轉變(sharptransition)的高度選擇性濾波器(highlyselectivefilter)，因此需要由高階濾波器來實現，濾波器的階數必須大於7。高階濾波器需要高功率及大量設計面積。[0034]另一方面，通過非零振幅調整及/或相位調整，本發明接收器電路中的兩個路徑被刻意地設置為失配。由`於非零振幅調整及/或相位調整，依據兩個混頻增益和兩個混頻相位偏移，兩個混頻路徑可分別為兩個頻帶提供兩個感應增益及兩個感應相位偏移。也就是說，兩個感應增益及兩個感應相位偏移的值依賴於兩個混頻增益和兩個混頻相位偏移。通過恰當地設置兩個混頻增益和兩個混頻相位偏移，兩個感應增益之間的比率可被設置為兩個濾波器增益之間的比率的倒數，以及兩個感應相位偏移之間的差異可被設置為與該兩個濾波器相位偏移之間的差異成180度反相。因此通過兩個失配的混頻路徑和濾波器的協同合作可實現鏡像抑制。[0035]在兩個失配混頻路徑的降頻期間，伴隨輸入信號的波動被轉換，以兩個感應增益按比例調整、以兩個感應相位偏移來偏移，以在鏡像頻帶形成鏡像波動以及在信號頻帶形成帶內波動。由於濾波器操作在鏡像波動及帶內波動上，鏡像波動及帶內波動更以兩個濾波器增益來按比例調整以及以兩個濾波器相位偏移來偏移，以形成濾波後鏡像波動及濾波後帶內波動。因為兩個感應增益之間的比率被設置為兩個濾波器增益之間的比率的倒數，以及兩個感應相位偏移之間的差異被設置為與兩個濾波器相位偏移之間的差異成180度反相，濾波後鏡像波動和濾波後帶內波動彼此消除以用於鏡像抑制。相應地，本發明的濾波器可以是低階濾波器，濾波器的階數不需要大於3。另外，本發明僅適用了一個ADC用於轉換兩個濾波後信號其中之一到數字域。[0036]總而言之，本發明的實施例提供通過在1-Q分支之間安排刻意的失配以與帶通濾波器的頻率響應協同合作，可實現鏡像抑制的接收器電路。接收器電路在低階帶通濾波器之後可僅採用一個ADC，而不是兩個ADC或與高階帶通濾波器相關的一個RC移相器。相應地，接收器電路的硬體複雜度、電流損耗、功率消耗及設計面積可依據本發明被有效地降低。[0037]本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何本領域的技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明的保護範圍當視權利要求所界定者為準。【權利要求】1.一接收器電路，其特徵在於，該接收器電路包含:兩個混頻路徑，接收一輸入信號，用於分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位、並相應地提供兩個混頻信號作為響應；其中該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移被設置為在該兩個混頻信號的振幅之間產生一振幅調整，以及在該兩個混頻信號的相位之間產生一90度的相位差和一相位調整，該振幅調整及該相位調整的至少之一被設置為非零。2.如權利要求1所述的接收器電路，其特徵在於，該接收器電路更包含:濾波器，耦接於該兩個混頻路徑，並被設置為分別為兩個頻帶提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移；其中該兩個混頻信號的該相位調整和該兩個混頻信號振幅之間的一比率是依據該兩個濾波器相位偏移之間的一差異和該兩個濾波器增益之間的一比率來被決定。3.如權利要求2所述的接收器電路，其特徵在於，該兩個混頻路徑更被設置為依據該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移，分別為該兩個頻帶提供兩個感應增益及兩個感應相位偏移；該兩個感應增益間的一比率被設置為該兩個濾波器增益之間的該比率的倒數，以及該兩個感應相位偏移之間的一差異被設置為與該兩個濾波器相位偏移之間的該差異成180度反相。4.如權利要求2所述的接收器電路，其特徵在於，該兩個頻帶對稱位於零頻率附近。5.如權利要求2所述的接收器電路，其特徵在於，該濾波器為複數帶通濾波器。6.如權利要求2所述的接收器電路，其特徵在於，該濾波器的階數不大於3。7.如權利要求1所述的接收器電路，其特徵在於，該接收器電路被設置為採用低中頻接收機制。8.一種接收器電路，其特徵在於，該接收器電路包含:一混頻區塊，接收一輸入信號，用於分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位、並相應地提供兩個混頻信號作為響應；以及一濾波器，耦接於該混頻區塊，用於分別為兩個頻帶提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移；其中該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移是依據該兩個濾波器增益及該兩個濾波器相位偏移來被決定。9.如權利要求8所述的接收器電路，其特徵在於，該兩個頻帶對稱位於零頻率附近。10.如權利要求8所述的接收器電路，其特徵在於，該混頻區塊更被設置為依據該混頻增益及該混頻相位偏移，分別為該兩個頻帶提供兩個感應增益及兩個感應相位偏移，以及該接收器電路更包含:一調整模塊，用於設置該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移，以便該兩個感應增益之間的一比率被設置為該兩個濾波器增益之間的一比率的倒數，以及該兩個感應相位偏移之間的一差異被設置為與該兩個濾波器相位偏移之間的一差異成180度反相。11.如權利要求8所述的接收器電路，其特徵在於，該濾波器為複數帶通濾波器。12.如權利要求8所述的接收器電路，其特徵在於，該濾波器的階數不大於3。13.如權利要求8所述的接收器電路，其特徵在於，該接收器電路被設置為採用低中頻接收機制。14.一種接收器電路，其特徵在於，該接收器電路包含:一混頻區塊，接收一輸入信號，用於分別以兩個混頻增益按比例調整該輸入信號、以及分別以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位，以使伴隨該輸入信號的一波動依據該混頻增益及該混頻相位偏移被轉換以在鏡像頻帶形成一鏡像波動以及在信號頻帶形成一帶內波動；一濾波器，耦接於該混頻區塊，用於分別為該信號頻帶及該鏡像頻帶提供兩個濾波器增益及兩個濾波器相位偏移，並相應地分別提供一濾波後鏡像波動及一濾波後帶內波動以響應該鏡像波動及該帶內波動；以及一調整模塊，用於設置該兩個混頻增益及該兩個混頻相位偏移，以抑制該濾波後帶內波動及該濾波後鏡像波動的一結合。15.如權利要求14所述的接收器電路，其特徵在於，該鏡像頻帶及該信號頻帶對稱位於零頻率附近。16.如權利要求14所述的接收器電路，其特徵在於，該濾波器的階數不大於3。17.如權利要求14所述的接收器電路，其特徵在於，該接收器電路被設置為採用低中頻接收機制。18.一種應用於接收器電路的方法，該接收器電路包含兩個混頻路徑，該兩個混頻路徑被設置為分別以兩個混頻增益按比例調整一輸入信號以及以兩個混頻相位偏移來偏移該輸入信號的相位，並相應地提供兩個混頻信號作為響應；該接收器電路被設置為提供一輸出信號以響應該兩個混頻信號，且該方法包含:接收一測試信號作為該輸入信號；調整一失配設置，該失配設置控制該兩個混頻信號振幅之間的一振幅差及該兩個混頻信號相位之間的一相位差。19.如權利要求18所述的方法，更包含:當調整該失配設置時，觀察該輸出信號的振幅。20.如權利要求19所述的方法，更包含:存儲最小化該輸出信號振幅的一最佳失配設置。【文檔編號】H04B1/10GK103684494SQ201310366020【公開日】2014年3月26日申請日期:2013年8月21日優先權日:2012年9月18日【發明者】林昂生,邱威豪申請人:聯發科技股份有限公司