一種基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法與流程
2023-10-18 09:04:04 1
本發明屬於信號傳感和傳輸技術領域，尤其涉及一種基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法。
背景技術：
高效精準傳感或傳輸動態信號，尤其是生理時間序列信號和尖峰時間序列信號，可望在大腦及人工神經網絡的信息處理、脈衝雷達、通訊領域發揮重大作用。在其他領域，比如生產過程的監視和控制中，也有如何保證尖峰時間序列信號在互相傳遞和輸送過程不失真的問題。
減小系統誤差是大幅提高傳感和傳輸精準度的關鍵。非線性脈衝動態信號傳感通常使用靜態標定和動態補償相結合、時域方法測定動態特性辨識動態特性曲線等方式，它們可以降低多種偶然性造成的隨機誤差或反常誤差。然而，作為動態特性補償的頻率域修正法、數值微分法、疊加積分法未考慮誤差對處理結果的穩定性。反卷積補償法、單參數濾波法、多參數模型反濾波法不能採用遞歸實現，運算量極大。基於虎克定律的線性彈性動力系統或多項式非線性響應系統，不適合外界擾動尤其較大擾補償動的情形。hammerstein模型採用靜態非線性模塊和動態線性模塊串聯降低了問題的複雜性，非線性部分辨識問題轉化為參數空間上的函數優化問題，或通過接口送入計算機由軟體系統辨識得到動態模型和動態性能指標。但是這些方法帶來的系統誤差需要大量計算或優異功能的特殊材料來補償，所以難以兼顧準確、快速、高精度且成本低廉的要求。
近年神經科學、非線性動力學、及時間序列分析的進步使時域編解碼生理信號和尖峰脈衝信號成為可能。一類將牛頓運動第二定律用於非線性隨機彈性系統導出的非線性自回歸整合(nlari)過程，可以被特定為如下時間序列模型：
其中
在那裡ω代表外部擾動的期待值，vt代表外部擾動的方差為σ2的高斯白噪音；α＞0是阻力係數，β＞0是恢復力係數，γ＞0是相對恢復力係數，κ1和κ2分別為阻力和恢復力的時間延遲；-xexp(x-2)是一個恢復力項g(x)。考慮κ1＝κ2＝1，已經證明μt＝x0+(ω/α)t。讓yt＝xt-μt，方程(1)可以改寫為如下方程：
(2)當σ＝0或vt＝0，方程(2)為確定性系統
yt＝(1+θ1)yt-1-θ1yt-2+θ2[-yt-1exp(-y2t-1)](3)
已經證明它的穩定性和波動型決於相對恢復力係數γ：當0＜γ＜1，該系統是一個漸近穩定的零不動點所謂不動點指yt＝yt-1＝…＝y0；當該系統是一個漸近穩定周期環當這個周期環喪失穩定性。
現有動態信號傳感和傳輸中存在尖峰脈衝信號在互相傳遞和輸送過程失真的問題以及系統誤差需要大量計算或優異功能的特殊材料來補償，難以兼顧準確、快速、高精度且成本低廉的要求。
技術實現要素：
為了解決上述問題，本發明的目的在於提供一種基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法。
本發明是這樣實現的，一種基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法，所述基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法使用非線性自回歸整合nlari過程建模彈性傳感器的動態響應，通過選取滿足nlari模型的穩定不動點條件的傳感材料使傳感器功能相當於一個穩定的不動點傳遞函數，不動點指它的確定系統方程(3)在時間t的值yt始終等於初值即yt＝y0，這意味著初值為零即y0＝0以及隨機誤差為零時，nlari系統的響應輸出yt等於外生輸入vt即yt＝vt，通常情況下vt包括了輸入信號和隨機誤差；通過模擬神經元的動作電壓全有全無和反向傳播及局部電位可疊加的調節功能，導入調幅逆向脈衝傳遞函數實現信號重構；以及輸入輸出相似度(或均方誤差等)和信號傳輸成功率的評價標準。
進一步，穩定不動點域上的傳遞函數包括：
yt＝f(vt)：yi-1，t＝(2-α)yi-1，t-1-(1-α)yi-1，t-2+βg(yi-1，t-1)+vi-1，t；
以及逆向脈衝傳遞函數vt＝f-1(yt)：作為無調幅vi，t＝yi-1，t和作為調幅作為i＝1，2，…，q。
進一步，所述的傳遞函數yt＝f(vt)，包括有界且滿足g(-x)＝-g(x)和xg(x)＜0的恢復力項g(x)，阻力係數0＜α＜2，恢復力係數β＞0以及相對恢復力係數
所述的傳遞函數yt＝f(vt)和逆向傳遞函數vt＝f-1(yt)，包括輸入信號vi，t，響應輸出yi，t，yi，t的一階滯後值yi，t-1，yi，t的二階滯後值yi，t-2，初始值yi，-1＝0，yi，0＝0，v1，t＝c1如果vt≥c1否則vt是原始輸入信號，是具有小方差的白噪音，閥值0＜c3＜c2＜c1，i＝1，2，…，q表示傳輸中繼節點數及t＝1，2，…，n表示時間或信號數；
進一步，輸出輸入相似度和信號傳輸成功率作為傳感和傳輸的評價標準中，信號傳輸成功率作為尖峰脈衝信號傳輸的評價標準，其中wq＝(wq，1，…，wq，n)′為經過q次中繼節點後的輸出信號，w0＝(w0，1，…，w0，n)′為初始輸入信號，w0，t＝1如果vt≥c3否則w0，t＝0，wq，t＝1如果yq，t≥c3否則wq，t＝0，vt是原始輸入信號，當q＝1，信號傳輸成功率為信號傳感成功率。
進一步，所述的傳感方法，具體的實現步驟包括：
選取能夠代表被測量信號特徵的時間序列作為輸入信號v＝(v1，…，vn)′，在計算機上求出參數仿真域，它位於參數域(0，2)作為α，(0，4)作為β，及(0，1)作為γ的某一區域，在那裡nlari穩定不動點傳遞函數的輸出y＝(y1，…，yn)′和輸入v有最大相似度或信號傳感成功率；
選取壓電材料j＝1，…，m製作m個nlari-傳感器樣品，輸入信號v＝(v1，…，vn)′到所述傳感器樣品，測出響應輸出讓δyt＝yt-yt-1，使用對回歸方程δyt＝θ1，jδyt-1+θ2，jg(yt-1)+vt作最小2乘法估計，獲得估計值以及和
如果在仿真參數域內，計算輸出輸入相似度或信號傳感成功率，選取具有最大相似度或傳感成功率的傳感器樣品為nlari-傳感器，否則不作為nlari-傳感器樣本。
進一步，傳輸方法，包括計算機傳輸，nlari-傳感器對接收到的輸入信號作出響應輸出，所述的響應輸出經數據化後通過接口送入計算機完成傳輸；還包括nlari-傳感器傳輸，其具體的實現步驟包括：
步驟一，製作信號傳感成功率最大的前p個nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本作為k＝1，…，p，使用軟體或硬體製作具有的調幅逆向脈衝傳遞函數功能的調幅器樣本，對由nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本的輸出作為調幅器樣本的輸入的串聯繫統，計算輸出v2，t與輸入v1，t的信號傳感成功率，通過調節閾值c1，c2，c3選取具有最大的信號傳感成功率的調幅器樣品作為神經元-調幅器樣品，與nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本合成為q個相同的nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣本；
步驟二，讓能夠代表被測量信號特徵的時間序列信號作為原始輸入信號vt進入由q個相同nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣品按前一個的輸出為後一個輸入的方式串聯的傳輸系統，測量它由vt引起的最終輸出；
步驟三，計算每次信號傳輸成功率，重複步驟二，計算信號平均信號傳輸成功率；
步驟四，選取具有最大平均信號傳輸成功率的nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣本對k＝1，…，p作為nlari-傳輸器。
進一步，傳輸方法的步驟二，讓能夠代表被測量信號特徵的時間序列信號作為原始輸入信號vt進入由q個相同nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣品按前一個的輸出為後一個輸入的方式串聯的傳輸系統，測量它由vt引起的最終輸出，具體包括：
選取能夠代表被測量信號特徵的時間序列作為輸入信號vt，在計算機上仿真求出參數仿真域，它在參數域(0，2)作為α，(0，4)作為β和(0，1)作為γ域內，在那裡nlari穩定不動點傳遞函數yt＝f(vt|α，β，γ)的輸出y＝(y1，…，yn)′和輸入v＝(v1，…，vn)′有最大的傳感成功率(尖峰脈衝輸入)或相似度(非尖峰脈衝輸入)讓j＝1；
使用壓電材料j＝1，…，m製作m個傳感器樣品；
輸入信號vt到每個傳感器樣品中，測出響應
對δyt＝θ1，jδyt-1+θ2，jg(yt-1)+vt，使用數據作最小2乘法估計在那裡δyt＝yt-yt-1，進一步獲得作為j＝1，…，m；
如果參數估計值不在仿真參數域內，該樣本不作為nlari-傳感器樣本，否則計算響應輸出與輸入v的相似度或者信號傳感成功率(j＝1，…，m)。
按照本發明提出的技術方案製作的nlari-傳感器具有一個穩定不動點的傳遞函數功能，就是說如果系統初值和隨機誤差都為零的話，nlari-傳感器的響應輸出yt等於信號輸入vt即yt＝vt。所以在理論上nlari-傳感器響應輸出與信號輸入之間只有隨機誤差，沒有確定性結構意義上的系統誤差。這樣製作的傳感器帶來的益處是顯而易見的，即只要消除隨機誤差就可完成信號重構。仿真顯示nlari-傳感器的精度比目前新型的時刪傳感器在經過動態測量誤差補償後的精度高出很多(詳細情形將在具體實施方式一節裡描述)。本發明受到大腦神經元傳輸信號的相關功能的啟迪，建立起調幅逆向脈衝傳遞函數用以消除隨機誤差，實現對來自nlari-傳感器的響應信號重構。在此基礎上構成的nlari-傳輸器仿真三千次尖峰序列信號中繼，重複一萬次的平均信號傳輸成功率在穩定不動點的某些域內可以達到98％以上的水平，說明nlari-傳感器具有可靠而精確快速的傳輸性能。由於本發明在理論上確保了多數情形下沒有確定性結構意義上的系統誤差，所以無須進行頻率分析或優化計算等繁瑣複雜的非線性動態特性補償。而且本發明在時域上編解碼，因此簡單直觀，併兼有準確可靠、速度快、精度高、成本低的優點。
附圖說明
圖1是本發明實施例提供的用nlari-傳感器在不調節和全有全無調節下經多次傳輸信號失真的仿真例；
圖2是是本發明實施例提供的的nlari-傳感器的設計框圖；
圖3是本發明實施例提供的圖2所述的nlari-傳感器對臨床異常心率的傳感仿真例圖；
圖4是本發明實施例提供的圖2所述的nlari-傳感器對臨床正常與異常心率的傳感仿真例圖；
圖5是本發明實施例提供的針對尖峰脈衝時間序列信號的nlari-傳輸器的設計框圖；
圖6是本發明實施例提供的圖5所述的nlari-傳輸器的傳輸整體效果分步效果及平均傳輸成功率的仿真例圖；
圖7是本發明實施例提供的圖5所述的nlari-傳輸器對興奮性神經元被藥物抑制後發射和興奮性神經元發射的尖峰脈衝序列信號的傳輸仿真例圖。
圖8是本發明實施例提供的傳感技術與現有傳感技術精度比較的一個例子。
圖9是本發明實施例提供的基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法的原理示意圖。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
本發明實施例提供的基於時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法，使用非線性自回歸整合nlari過程建模具有隨機彈性的傳感材料的，穩定不動點域上的nlari傳感模型相當於一個傳遞函數；通過模擬神經元的動作電壓全有全無和反向傳播及局部電位可疊加的調節功能，導入調幅逆向脈衝傳遞函數實現信號重構；以及輸出入相似度和信號傳輸成功率評價標準。
穩定不動點域上的傳遞函數包括：
yt＝f(vt)：yi-1，t＝(2-α)yi-1，t-1-(1-α)yi-1，t-2+βg(yi-1，t-1)+vi-1，t；
以及逆向脈衝傳遞函數vt＝f-1(yt)：作為無調幅vi，t＝yi-1，t和作為調幅作為i＝1，2，…，q。
所述的傳遞函數yt＝f(vt)，包括有界且滿足g(-x)＝-g(x)和xg(x)＜0的恢復力項g(x)，阻力係數0＜α＜2，恢復力係數β＞0以及相對恢復力係數0＜γ＝β/(4-2α)＜1；
所述的傳遞函數yt＝f(vt)和逆向傳遞函數vt＝f-1(yt)，包括輸入信號vi，t，響應輸出yi，t，yi，t的一階滯後值yi，t-1，yi，t的二階滯後值yi，t-2，初始值yi，-1＝0，yi，0＝0，v1，t＝c1如果vt≥c1否則vt是原始輸入信號，是具有小方差的白噪音，閥值0＜c3＜c2＜c1，i＝1，2，…，q表示傳輸中繼節點數及t＝1，2，…，n表示時間或信號數；
相似度或輸出輸入誤差的標準差作為傳感和傳輸的評價標準中，信號傳感成功率作為尖峰脈衝信號傳輸的評價標準，其中wq＝(wq，1，…，wq，n)′為經過q次中繼節點後的輸出信號，w0＝(w0，1，…，w0，n)′為初始輸入信號，w0，t＝1如果vt≥c3否則w0，t＝0，wq，t＝1如果yq，t≥c3否則wq，t＝0，vt是原始輸入信號，當q＞1，信號傳感成功率稱為信號傳輸成功率，數據傳輸領域的誤碼率作為信號傳輸成功率。
所述的傳感方法，具體的實現步驟包括：
選取能夠代表被測量信號特徵的時間序列作為輸入信號v＝(v1，…，vn)′，在計算機上求出參數仿真域，它位於參數域(0，2)作為α，(0，4)作為β，及(0，1)作為γ的某一區域，在那裡nlari穩定不動點傳遞函數的輸出y＝(y1，…，yn)′和輸入v有最大相似度或信號傳感成功率；
選取壓電材料j＝1，…，m製作m個nlari-傳感器樣品，輸入信號v＝(v1，…，vn)′到所述傳感器樣品，測出響應輸出讓δyt＝yt-yt-1，使用對回歸方程δyt＝θ1，jδyt-1+θ2，jg(yt-1)+vt作最小2乘法估計，獲得估計值以及和
如果在仿真參數域內，計算輸出輸入相似度或信號傳感成功率，選取具有最大相似度或傳感成功率的傳感器樣品為nlari-傳感器，否則不作為nlari-傳感器樣本。
下面結合附圖對本發明的應用原理作詳細描述。
本發明公開一種時域編解碼的高精度動態信號傳感和傳輸方法，它是基於一個非拉普拉斯變換的非線性動態系統傳遞函數來描述彈性傳感器的輸入與輸出的動態響應關係，以及一個受神經元傳輸信號功能啟發的調幅逆向脈衝傳遞函數來實現信號重構。nlari的確定結構的穩定性是局部漸進穩定性，儘管不是全局漸進穩定，然而這種穩定性能夠滿足大多數生物信號和尖峰脈衝信號的無失真傳感和傳輸，尤其通過數據縮小化處理後，效果會更好。本發明通過蒙特卡羅實驗發現nlari穩定不動點傳遞函數的產出並不拘泥於恢復力項g(x)在結構上的細節，只要滿足在x軸上有界，並且xg(x)＜0和g(-x)＝-g(x)，更為簡單的函數可以替代-x/exp(x2)。
因此，本發明導入nlari穩定不動點傳遞函數：
yt＝f(vt)：yt＝(2-α)yt-1-(1-α)yt-2+βg(yt-1)+vt
其中，vt代表輸入信號，yt代表傳遞函數的輸出，yt-1是yt的一階滯後值，yt-2是yt的二階滯後值，由於yt＝xt-x0-(ω/α)t，所以yt表示信號與平均水平或均衡狀態的偏離，阻力係數0＜α＜2，恢復力係數β＞0，相對恢復係數γ＝β/(4-2α)∈(0，1)及κ1＝κ2＝1。
本發明提出nlari-傳感器的設計方法基於使用nlari過程建模彈性傳感器的動態響應。比如壓電材料在受到外機械力作用下會發生電極化，壓電體兩端表面內將出現符號相反的束縛電荷。當外力撤去後，它又恢復到不帶電的狀態。當外力作用方向改變時，電荷的極性隨之改變。受力所產生的電荷量與外力的大小成正比。反之，壓電材料在受到外電場作用下會發生形變，形變量與外電場強度成正比，表現出與正壓電效應類似的現象，不同的是從電能向機械能的轉換，壓電陶瓷就具有這種機械能與電能之間的轉換和逆轉換的功能。由此可見，壓電材料的正電效應和逆電效應在功能上表現為一個彈性系統，這樣製成的傳感器功能可以由nlari模型描述。如果選取壓電材料的阻力係數α和恢復力係數β位於nlari的穩定不動點域0＜γ＜1內的，這種傳感器的輸出輸入間的非線性動態響應關係就可以通過穩定不動點上的nlari模型描述，稱為nlari穩定不動點傳遞函數，其中α，β和γ稱為傳感功能參數。考慮由m個nlari-傳感器樣本作為中繼節點，按上一個節點輸出是下一個節點輸入的串聯方式作信號傳遞，動態響應關係可描述為yi，t＝(2-α)yi，t-1-(1-β)yi，t-2+βg(yi，t-1)+yi-1，t，i表示中繼次數(i＝1，2，…，q)和t表示信號數(t＝1，2，…，n)。
本發明者注意到在不調節和全有全無調節下，經由nlari-傳感器樣本多次作用後，尖峰脈衝輸入信號會發生丟失或歪曲。
如圖1所示，初始輸入信號序列(如圖1的101所示)，經過3次(如圖1的102所示)、10次(如圖1的103所示)和17次(如圖1的104所示)nlari-傳感器的信號中繼仿真後，信號基本上保真，但在經過18次信號中繼仿真後信號完全被歪曲(如圖1的105所示)，即使經過全有或全無律調節，在經過3次(如圖1的106所示)、10次(如圖1的107所示)和17次(如圖1的108所示)和18次(如圖1的109)nlari-傳感器的信號中繼仿真後，信號也被丟失。
本發明使用神經科學的知識來糾正這種信號失真。來自外界的信息被編碼成為神經狀態時，相關的神經狀態可能反映了神經元的解碼活動。比如電壓門控離子通道開放產生的電流要比刺激輸入的電流大；電壓刺激隨著突觸距離和神經遞質結合時間的增大呈指數性衰減；受到刺激產生興奮的軸突與周圍靜息膜之間的局部電流向兩個方向傳導(被稱之為動作電位的雙向傳導)，產生於軸突或胞體的動作電壓向樹突叢逆向回傳的傳播程度隨著動作電位的數量和頻率的增加而增加，大小取決於閾下興奮性輸入。動作電位反向傳播活性可能促進先前冗餘電流補充當前被衰減的電壓刺激，旨在讓信號復原。局部電位的可疊加性使動作電位的反向傳播功能得以實現。可以總結如下：動作電位的反向傳播活性和全有全無律、以及局部電位的可疊加性暗示了神經元可能具有功能(i)高於閾值的任何強度對刺激神經元響應是相同的；(ii)沒有達到閾值的神經元不會點火；(iii)先前冗餘電流的回流補充當前衰減的信號電流以促使信號重構。功能(i)源於生物的有效性和節能性；功能(ii)防止噪音混入信號，功能(iii)避免信號衰減。因此，針對尖峰脈衝信號重構，導入逆向脈衝傳遞函數vt＝f-1(yt)：作為少數幾個中繼節點的傳輸，它可以是無調節函數f-1＝i，即vi，t＝yi-1，t，初始值yi，-1＝yi，0＝0及y0，t＝vt；作為有很多中繼節點的傳輸：vt＝f-1(yt)為如下調幅逆向脈衝傳遞函數
其中yi-1，t＝(2-α)yi-1，t-1-(1-α)yi-1，t-2+βg(yi-1，t-1)+vt-1，t，閥值0＜c3＜c2＜c1，初始值yi，-1＝yi，0＝0，v1，t＝c1如果vt≥c1否則vi是初始信號輸入和是一個具有一個小的方差的白噪音。稱具有方程(4)功能的調幅器為神經元-調幅器，它與nlari-傳感器構成nlari-傳輸器。注意到與傳統常用的單個激勵函數或激勵信號不同，本發明採用脈衝時間序列或信號時間序列{vt|t＝1，…，n}為激勵信號。將模擬信號與實際信號的均方誤差的倒數或者動態時間規整(dtw)等作為相似度來評價傳感效果，採用信號傳輸成功率評價傳感和傳輸效果，以區別通常數據傳輸使用的誤差率。
下面結合附圖和具體實施例對本發明進一步描述。
本發明提出的nlari-傳感器可按如下具體步驟實現：
第一步選取能夠代表被測量信號特徵的時間序列作為輸入信號vt，在計算機上仿真求出參數仿真域，它在參數域(0，2)作為α，(0，4)作為β和(0，1)作為γ域內，在那裡nlari穩定不動點傳遞函數yt＝f(vt|α，β，γ)的輸出y＝(y1，…，yn)′和輸入v＝(v1，…，vn)′有最大的傳感成功率(尖峰脈衝輸入)或相似度(非尖峰脈衝輸入)(如圖2的201所示)。讓j＝1；
第二步使用壓電材料j＝1，…，m製作m個傳感器樣品(如圖2的202所示)；
第三步輸入信號vt到每個傳感器樣品中，測出響應(圖2的203)，
對δyt＝θ1，jδyt-1+θ2，jg(yt-1)+vt(5)
使用數據作最小2乘法估計在那裡δyt＝yt-yt-1，進一步獲得
作為j＝1，…，m(如圖2的204所示)；
第四步如果參數估計值不在仿真參數域內，該樣本不作為nlari-傳感器樣本(如圖2的205所示)，否則計算響應輸出與輸入v的相似度或者信號傳感成功率(j＝1，…，m)(如圖2的206所示)；
第五步選擇具有最大輸出輸入相似度或信號傳感成功率的傳感器樣品作為nlari-傳感器(如圖2的207)。
圖3顯示了臨床異常心率hrv序列作為信號輸入(301、303、305)和它們經由nlari-傳感器的仿真輸出(302、304、306)，仿真輸出與輸入的心率hrv展示了很高的相似度。圖4顯示了較高頻率的正常與臨床異常心率hrv序列作為輸入信號(401、403、405)，類似地，這些心率信號輸入與它們的nlari-傳感器的仿真輸出(402、404、406)有很高相似度。圖3和圖4的仿真基於具有α＝1.1159、β＝0.7625、γ＝0.4312的傳遞函數，包括本發明申請書中所有仿真例都是基於g(x)＝-x/(1+x4)的穩定不動點傳遞函數。
本發明提出兩個方案實現尖峰脈衝信號傳輸，方案1是nlari-傳感器的輸出被數據化後通過接口送入計算機(圖5的501)，由計算機完成信號傳輸(圖5的502)。
方案2是nlari-傳輸器方法，結合附圖5-8說明它的實現步驟如下：
第一步基於傳感功能參數α(k)和β(k)，製作信號傳感成功率最大的前p個傳感器樣品，記為nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本，簡稱nlari-傳感樣品(k＝1，…，p)(如圖5的503所示)，讓k＝1；
第二步考慮q個相同的nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本，通過軟體或硬體製作具有功能的調幅器樣本，其中yi-1，t由nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本實現，即
yi-1，t＝(2-α)yi-1，t-1-(1-α)yi-1，t-2+βg(yi-1，t-1)+vi-1，t
其中，vi-1，t和yi-1，t分別表示經第i-1個nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本的輸入和輸出的第t個信號，初始值yi，-1＝yi，0＝0，v1，t＝c1如果vt≥c1否則vt是初始信號輸入，是一個具有小方差的白噪音(i＝1，…，q)。考慮代表被測量信號特徵的尖峰脈衝時間序列信號vt和一對由nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本的輸出作為調幅器樣本輸入的串聯繫統，計算輸出v2，t與輸入v1，t的信號傳感成功率，通過調節閾值c1，c2，c3選取具有最大信號傳感成功率的調幅器樣品作為神經元-調幅器樣品，它與nlari(α(k)，β(k))-傳感器樣本合成為nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣本(如圖5的504所示)；
第三步讓k＝k+1，重複第二步直到k＝p，獲得q個相同的nlari(α(k)，β(k))-傳輸器樣品(圖5的505所示)，讓k＝1；
第四步對代表被測量信號特徵的尖峰脈衝時間序列信號vt，測量由q個傳輸器樣品按前一個的輸出作為後一個輸入的方式串聯起來的最終輸出(圖5的506所示)；
第五步計算串聯實驗的信號傳輸成功率，重複第四步獲得平均傳輸成功率(圖5的507所示)；
第六步如果k＜p，讓k＝k+1，返回第四步(如圖5的508所示)，否則選取有最大的平均信號傳輸成功率的傳輸器樣品作為nlari-傳輸器(如圖5的509所示)。
為區別於數據傳輸，本發明不採用誤碼率作傳輸精確性指標，而導入如下信號傳輸成功率
其中，w0＝(w0，1，…，w0，n)′表示初始輸入信號，wq＝(wq，1，…，wq，n)′表示經過q次中繼節點後的輸出信號，w0，t＝1如果vt≥c3否則w0，t＝0，wq，t＝1如果yq，t≥c3否則wq，t＝0，vt是原始輸入信號。特別當q＝1時，信號傳輸成功率(7)被稱為信號傳感成功率。對於只有幾個節點的傳輸，nlari-傳輸器可以不含調幅解碼器。圖6的601顯示了輸入的尖峰脈衝時間序列信號經nlari-傳輸仿真一百次、三千次信號中繼的傳輸成功率，它是隨機信號生成器產出一萬個時間序列的傳輸成功率的平均值。在仿真參數域γ∈(0.306，0.412)∪(0.652，0.825)，α∈(0.885，0.845)∪(0.755，0.690)，β∈(0.682，0.952)∪(1.623，2.160)，c1∈(0.0014，0.0016)，c2∈(0.0009，0.0011)，c3∈(0.0007，0.0009)上，信號傳輸成功率分別達到了99.00％和99.99％以上的高精度。為說明這些精確傳輸是如何實現的，圖6顯示了信號生成器的一次隨機實現作為一個信源(如圖6的602所示)、接收的初始刺激(如圖6的603所示)、第一次對刺激輸入的響應(如圖6的604所示)和第一次的信號重構(如圖6的605所示)、第3000次對刺激輸入的響應(如圖6的606所示)和第3000次的信號重構(如圖6的607所示)。人們可以看到每次響應都大致準確，但存在一些誤差，調幅逆向傳遞函數消除了響應誤差。圖7顯示了被注射(即興奮性神經元被藥物抑制，如圖701所示)和未被注射丹皮酚的興奮性神經元發射(如圖703)的尖峰脈衝序列信號分別作為初始輸入信號，經nlari-傳輸器仿真3000次中繼達到無失真傳輸(如圖702和704所示)。
為了說明本發明提高的傳感精度的效果，圖8顯示了nlari-傳輸器的精度(如圖8的801所示)與一種新型的時刪傳感器在經過動態測量誤差補償後的精度的一個比較(如圖8的802所示)(詳細情況請參考「時刪傳感器動態測量誤差補償」，光學精密工程，第23卷，第4號，2015年4月)。時刪傳感器的動態測量誤差主要包括了具有周期性的系統誤差和不具有確定性的隨機誤差。作者通過傅立葉逼近模型對周期性的系統誤差進行分離，使用最小二乘法求解超定方程組的方法推定系統誤差補償參數，以及建立灰色預測模型對隨機性成份進行預測和補償。在相同的實驗條件下，對三臺不同傳感器進行了誤差補償後的最終誤差對比。儘管仿真誤差要比實體誤差小很多，但是nlari-傳輸器的精度還是明顯高於時刪傳感器的精度。
以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。