大規模MIMO系統模數混合預編碼方法與流程
2023-10-05 09:03:04 2
本發明屬於無線通信技術領域，特別涉及一種大規模mimo系統中低成本和低複雜度的模數混合預編碼方法。
背景技術：
在現代信息社會中，隨著圖像、視頻等高質量多媒體業務的蓬勃發展，移動通信系統需要提供更高的傳輸速率和可靠性。在無線頻譜資源日趨緊張、「綠色通信」觀念日益深入人心的條件下，研究人員始終在不懈探索具有高頻譜效率和功率效率的無線傳輸技術。多入多出mimo(亦稱為多天線)技術通過在通信鏈路的收發兩端設置多個天線而充分利用空間資源，可提供分集增益以提升系統的可靠性，提供復用增益以增加系統的頻譜效率，提供陣列增益以提高系統的功率效率，近20年來一直是無線通信領域研發的主流技術之一。目前，mimo技術已被3gpp的lte/lte-advanced、ieee的wimax等第四代移動通信系統(4g)標準採納。但是，現有4g系統基站配置天線的數目較少(一般不超過8)，mimo性能增益依然有限。
針對傳統mimo技術的上述不足，美國貝爾實驗室的marzetta於2010年提出了大規模mimo技術。在大規模mimo系統中，基站配置數十至數百個天線(較傳統mimo系統天線數增加1～2個數量級)，而終端只需配置單天線。基站充分利用系統的空間自由度，在同一時頻資源服務多個終端。研究表明：系統吞吐量僅受限於其它小區中採用相同導頻序列的用戶的幹擾(即導頻汙染)，而小尺度信道衰落、小區內幹擾和噪聲的影響都可忽略。大規模mimo的這種良好特性使其能極大提升系統頻譜效率和功率效率，也是它成為第五代移動通信系統(5g)關鍵候選技術之一的重要原因。
理論上，為了實現對多徑信道的探測與分離，並實現最優系統性能，傳統mimo和大規模mimo需要採用全數字預編碼(precoding)。在基帶進行數位化處理，需要天線陣列中每個陣元都具有獨立的射頻鏈路，它包含天線輻射陣元、射頻放大器、上下變頻器及數模/模數轉換器等。考慮到大規模mimo陣列擁有大量陣元，系統的複雜度、成本和功耗相對於傳統mimo陣列會急劇上升，這在很大程度上限制了大規模mimo技術的應用。因此，探索和研究射頻鏈路數少於基站天線數的預編碼方案更加符合實際。
為了解決上述問題，研究人員提出了新型的模數混合預編碼方案。模數混合預編碼的基本思想是將傳統的全數字預編碼分解為兩個部分的級聯：數字基帶低維度預編碼(通過少量射頻鏈路實現)以消除用戶間幹擾，模擬射頻高維度預編碼(通過大量模擬移相器實現)以增加天線陣列增益。與全數字預編碼相比，模數混合預編碼可以較小的性能損失達到大幅降低射頻鏈路數量和處理複雜度的目的，從而提升系統的功率效率。
目前，大部分模數混合預編碼都是針對全連接結構設計的。在圖5a所示的全連接結構中，每個射頻鏈路通過移相器與所有天線相連，故所需移相器數量等於射頻鏈路數與天線數之積。當天線數非常大時，所需移相器將達到數百甚至上千，這會導致很高的能耗和處理複雜度。因此，文獻6提出了圖5b所示的部分連接結構。在部分連接結構中，每個射頻鏈路僅與某個天線子陣列中的所有天線相連，故所需移相器數量等於天線數，而與射頻鏈路數無關。因此，部分連接結構能提供比全連接結構更高的功率效率和更低的處理複雜度。圖1給出了通用的大規模mimo模數混合預編碼器的全連接結構和部分連接結構示意。
目前，針對部分連接結構的大規模mimo混合預編碼研究很少。而且，已有的這些預編碼方法幾乎只針對單用戶系統研究，且多採用迭代或搜索類等複雜度較高的算法實現；由此帶來的問題是：向單用戶發送的限制很難發揮大規模mimo系統的多用戶復用增益，而複雜度較高的預編碼算法使其在實際系統中難以應用。
[1]t.l.marzetta,「noncooperativecellularwirelesswithunlimitednumbersofbasestationantennas,」ieeetrans.wirelesscommun.,vol.9,no.11,pp.3590–3600,nov.2010。
[2]a.alkhateeb,j.mo,n.gonzález-prelcic,andr.w.heath,「mimoprecodingandcombiningsolutionsformillimeter-wavesystems,」ieeecommun.mag.,vol.52,no.12,pp.122–131,dec.2014。
[3]s.han,c.-l.i,z.xu,andc.rowell,「large-scaleantennasystemswithhybridprecodinganaloganddigitalbeamformingformillimeterwave5g,」ieeecommun.mag.,vol.53,no.1,pp.186–194,jan.2015。
[4]l.liang,w.xu,andx.dong,「low-complexityhybridprecodinginmassivemultiusermimosystems,」ieeewirelesscommun.lett.,vol.3,no.6,pp.653–656,oct.2014.
[5]x.yu,j.c.shen,j.zhang,andk.b.letaief,「alternatingminimizationalgorithmsforhybridprecodinginmillimeterwavemimosystems,」ieeej.sel.topicssignalprocess.,vol.10,no.3,pp.485–500,april2016。
[6]xinyugao,linglongdai,shuangfenghan,androbertw.heathjr.,「energy-efficienthybridanaloganddigitalprecodingformmwavemimosystemswithlargeantennaarrays,」ieeej.sel.areascommun.,vol.34,no.4,pp.998–1009,april2016。
[7]3gpptechnicalspecification36.104,「basestation(bs)radiotransmissionandreception，」www.3gpp.org。
技術實現要素：
為克服上述現有技術的缺點，本發明旨在提供一種適用於大規模mimo系統的模數混合預編碼方法，可以較小的頻譜效率損失換取射頻鏈路數量和處理複雜度的大幅降低，從而顯著提升大規模mimo系統的功率效率。
為實現上述目的，本發明採用的技術方案是：一種大規模mimo系統模數混合預編碼方法。其特徵在於包括如下步驟：
首先，針對多個單天線用戶設計基站端的模數混合預編碼器，k路獨立數據流通過模數混合預編碼器經1-nt個發射天線無線通道送入用戶；基站獲取的下行信道矩陣h的階數為k×nt，通過時分雙工系統中的上下行鏈路互易性或頻分雙工系統中的用戶端反饋獲取該基站到k個單天線用戶的下行信道矩陣h，並將k路獨立數據流輸入大規模mimo模數混合預編碼器(101)；大規模mimo模數混合預編碼器101根據信道矩陣h先求出模擬射頻預編碼器的模擬射頻預編碼矩陣frf，再根據下行信道矩陣h和已求出的模擬射頻預編碼矩陣frf計算出數字基帶預編碼器的數字基帶預編碼矩陣fbb，然後，根據求解出的frf和fbb對輸入其中的k路數據流進行模數混合預編碼，並輸出一個分別由nt個天線發送的nt維列向量信號x。
本發明相比於現有技術具有如下有益效果。
本發明針對大規模mimo系統中傳統的全數字預編碼方法採用和天線數相同數量的射頻鏈路，會帶來極高的硬體複雜度與信號處理複雜度，在實際中很難實現的不足之處，採用模數混合預編碼方法來大幅減少基站的射頻鏈路數，可有效降低硬體成本和信號處理複雜度。
本發明針對大規模mimo系統中已有大多數模數混合預編碼方法採用全連接結構，所需移相器數量等於射頻鏈路數與天線數之積(通常達到數百甚至上千)，會帶來較高能耗和信號處理複雜度的不足之處，在模數混合預編碼器中採用部分連接結構，所需移相器數量等於天線數，並基於此部分連接結構設計相應的預編碼算法，從而有效降低硬體成本和信號處理複雜度。
本發明針對大規模mimo系統中已有採用部分連接結構的模數混合預編碼方法幾乎只針對單用戶系統研究，且預編碼多採用迭代或搜索類等複雜度較高的算法實現的不足之處，著眼於多個單天線用戶設計基站端的模數混合預編碼器：先計算模擬射頻預編碼器的預編碼矩陣，在此基礎上再計算數字基帶預編碼器的預編碼矩陣，且在求解過程中不需要已有文獻或方法所用的迭代或搜索運算，因此能有效降低算法複雜度。同時，所提預編碼器可支持基站以空分形式與不超過射頻鏈路數的任意數量的多個用戶通信，為系統設計提供了靈活性。此外，由於所提預編碼器能在發射端完全消除用戶間幹擾，可極大簡化用戶接收機設計。
附圖說明
圖1是本發明大規模mimo模數混合預編碼器在下行鏈路向多用戶發送數據流的示意圖。
圖2是圖1大規模mimo模數混合預編碼器結構示意圖。
圖3是本發明信道空間相關係數為0的頻譜效率仿真性能比較曲線示意圖。
圖4是本發明信道空間相關係數為0.01的頻譜效率仿真性能比較曲線示意圖。
圖5a是通用的大規模mimo模數混合預編碼器的全連接結構示意圖；圖5b是部分連接結構的示意圖。
圖中：101大規模mimo模數混合預編碼器；201數字基帶預編碼器、202射頻鏈路、203乘法器、204模擬射頻預編碼器。
具體實施方式
下面通過具體的實施例並結合附圖對本發明作進一步詳細描述。
參閱圖1。根據本發明，針對k個單天線用戶設計基站端的大規模mimo模數混合預編碼器101，對應於這k個用戶的k路獨立數據流經大規模mimo模數混合預編碼器101編碼後，通過nt個發射天線發送至k個用戶。首先，針對多個單天線用戶設計基站端的模數混合預編碼器，k路獨立數據流通過模數混合預編碼器經1-nt個發射天線無線通道送入用戶；基站獲取的下行信道矩陣h的階數為k×nt，通過時分雙工系統中的上下行鏈路互易性或頻分雙工系統中的用戶端反饋獲取該基站到k個單天線用戶的下行信道矩陣h，並將k路獨立數據流輸入大規模mimo模數混合預編碼器101；大規模mimo模數混合預編碼器101根據信道矩陣h先求出模擬射頻預編碼器的模擬射頻預編碼矩陣frf，再根據下行信道矩陣h和已求出的模擬射頻預編碼矩陣frf計算出數字基帶預編碼器的數字基帶預編碼矩陣fbb，然後，根據求解出的frf和fbb對輸入其中的k路數據流進行模數混合預編碼，並輸出一個分別由nt個天線發送的nt維列向量信號x。
大規模mimo模數混合預編碼器101的處理流程具體包括：
步驟1：根據信道矩陣計算模擬射頻預編碼矩陣frf。
假設基站可通過上下行鏈路互易性(時分雙工系統)或用戶端反饋(頻分雙工系統)獲取下行信道矩陣h。下行信道矩陣h的階數為k×nt，根據預編碼器的部分連接結構將下行信道矩陣h劃分為nrf個階數為k×m(m＝nt/nrf)的子矩陣hn(n＝1,2,…,nrf)。這裡，nrf表示射頻鏈路數，一般為k的正整數倍，由此，下行信道矩陣h可表示為
子矩陣hn可理解為第n個子陣列到k個單天線用戶的下行信道矩陣，因此，可將hn表示為
上式中，hn,km(n＝1,2,…,nrf,k＝1,2,…,k,m＝1,2,…,m)表示基站第(n–1)m+m個天線到第k個單天線用戶的信道係數，|hn,km|和分別表示hn,km的幅度和相位。
對子矩陣hn(n＝1,2,…,nrf)，其對應的權向量為
上式中，mod(n,k)表示n對k求模，(·)h表示矩陣或向量的共軛轉置。
則模擬射頻預編碼矩陣frf可表示為
式(4)給出的預編碼矩陣frf的主要特點是：
1)整體為塊對角矩陣，每個塊是一個m維列向量，這意味著每個射頻鏈路僅與它對應的天線子陣列中的天線相連，不同的射頻鏈路及其對應的天線子陣列之間互相獨立。
2)每一列的所有元素模相等，只涉及相位變換，這意味著可通過移相器實現相應處理。
3)每一列的frobenius範數都為1，這意味著frf不改變信號的功率。
步驟2：根據信道矩陣h和模擬射頻預編碼矩陣frf計算數字基帶預編碼矩陣fbb，聯立式(1)和(4)，可得信道矩陣h與模擬射頻預編碼矩陣frf的乘積為
矩陣hfrf的階數為k×nrf，求其偽逆矩陣w
w＝(hfrf)h(hfrf(hfrf)h)-1(6)
矩陣w的階數為nrf×k。
設a＝frfw，記a的第k列為ak(k＝1,2,…,k)，計算ak的frobenius範數||ak||f，並以||ak||f(k＝1,2,…,k)為對角元組成一個對角矩陣λ＝diag{||a1||f,||a2||f,…,||ak||f}。則數字基帶預編碼矩陣fbb可通過下式計算
fbb＝wλ-1(7)
式(7)的處理保證了總的預編碼矩陣f＝frffbb各列的frobenius範數都為1，即意味著總的預編碼矩陣f不改變信號的功率。
步驟3：根據所求模擬射頻預編碼矩陣frf和數字基帶預編碼矩陣fbb對輸入的多路數據流進行模數混合預編碼。
將輸入大規模mimo模數混合預編碼器(101)的多路數據流用向量表示為s＝[s1,s2,…,sk]t。在求解出frf和fbb之後，大規模mimo模數混合預編碼器(101)的輸出信號可表示為
x＝frffbbs＝fs(8)
上式中，輸出信號x是一個nt維列向量，分別由nt個天線發送。
由式(6)和(7)可知，由於採用了求逆和功率歸一化處理，信道矩陣與預編碼矩陣的乘積為
hf＝λ-1(9)
因λ–1為對角矩陣，故預編碼完全消除了用戶間幹擾，這意味著經過預編碼和空中信道傳輸後，每個用戶僅接收到其自身期望信號。由此，用戶端接收機的設計可大為簡化。
參閱圖2。用於下行鏈路中基站向k個分布於不同位置的用戶發送信號的大規模mimo模數混合預編碼器101可進一步細分為數字基帶預編碼器201、射頻鏈路202、乘法器203、模擬射頻預編碼器204四個模塊。該大規模mimo模數混合預編碼器101主要包括：數字基帶預編碼器201、射頻鏈路202、乘法器203、模擬射頻預編碼器204，其中，數據流1…數據流k通過數字基帶預編碼器201實現數字基帶預編碼矩陣fbb的功能，經射頻鏈路1…射頻鏈路nrf201串聯的乘法器203和天線子陣1…天線子陣nrf，將數字基帶預編碼器201和模擬射頻預編碼器204級聯在一起，以實現整體的模數混合預編碼功能，建立輸入數據k維列向量s和輸出數據nt維列向量x之間的映射關係x＝frffbbs，通過模擬射頻預編碼器204實現模擬射頻預編碼矩陣frf的功能。總體而言，在基站端，將分別對應於k個用戶的k路獨立數據流s(k維列向量)輸入大規模mimo模數混合預編碼器101做預編碼，得到輸出信號x(nt維列向量)，即大規模mimo模數混合預編碼器101建立了其輸入數據k維列向量s和輸出數據nt維列向量x之間的映射關係x＝frffbbs，x包含的nt路信號再經其它必要的處理(如功率放大等)後由nt個天線分別發送。在用戶端，每個用戶接收基站發送的預編碼信號，經過簡單的接收處理後即可恢復自身期望信號。
參閱圖3和圖4。通過仿真比較了rayleigh衰落信道下已有全數字預編碼和所述模數混合預編碼的系統頻譜效率。全數字預編碼器的射頻鏈路數與發射天線數相等，且假定其具體的預編碼算法採用對整體信道矩陣求逆及功率歸一化處理。仿真條件和主要參數為：基站能獲取準確的下行信道矩陣，基站天線數nt為128，射頻鏈路數nrf為4/8/32，用戶數k為4。
仿真所用信道採用國際電聯(itu)專為評估和測試mimo提出的擴展itu信道模型，該itu信道模型的空間相關矩陣rsapt定義為：
上式中，rbs和rue分別表示基站端和用戶端的空間相關矩陣，表示矩陣的kronecker積。因多個用戶分布於不同位置，故用戶端的空間相關矩陣可建模為單位矩陣i，則僅需考慮基站端的空間相關性，即rspat＝rbs。在擴展itu信道模型中，rbs可定義為
上式中，(·)*表示共軛。
相關矩陣rbs的α取值分別為0和0.01(因nt為128，即使α為0.01，也有即相鄰兩個發射天線之間具有極高的空間相關性)，它們分別對應空間獨立和具有一定空間相關性的mimo信道。
從圖3可看出，在信道空間獨立條件下，所述模數混合預編碼雖然性能弱於已有全數字預編碼，但對應的曲線斜率相同，這說明模數混合預編碼取得了與全數字預編碼相同的多用戶復用增益，只是有一定陣列增益損失。此外，隨著射頻鏈路數增加，模數混合預編碼的頻譜效率逐漸接近全數字預編碼的頻譜效率。
從圖4可看出，在信道具有一定空間相關性條件下，所述模數混合預編碼與已有全數字預編碼的性能差距相較信道空間獨立時有所縮小。在大規模mimo系統的實際傳播環境中，信道總是具有一定空間相關性，因此，在實際應用中，所述模數混合預編碼能以較小的性能損失換取較大的複雜度降低。
綜上所述，通過本發明提供的大規模mimo模數混合預編碼器，可以較低的硬體成本和處理複雜度獲取接近於相同參數的全數字預編碼器的頻譜效率，從而顯著提升系統的功率效率，為實際系統設計更好地平衡頻譜效率和功率效率提供了一種有效解決方案。
以上所述，僅為本發明的較佳實施例，並非用於限定本發明的保護範圍，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。