無線終端裝置的製作方法
2023-10-22 06:50:22
專利名稱：無線終端裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種無線終端裝置，尤指具有採用偶次諧波混頻器的直接變換式接收電路的無線終端裝置。
背景技術：
目前，如手機等無線終端裝置主要使用外差式接收電路。該外差方式中需要中頻電路，而本機振蕩頻率與接收信號頻率不同，因此不存在本機振蕩信號由天線漏洩而靈敏度下降的問題。
相對地，直接變換(零差)方式不需要中頻電路，而本機振蕩頻率與接收信號頻率相同，因此存在本機振蕩信號由天線漏洩而靈敏度下降的問題。
在外差方式中，中頻電路的中頻信號變換成低頻的基帶信號再供給基帶電路，而該供至基帶電路的基帶信號電平通過中頻電路中的可調增益放大器成為一定。由此，基帶電路內基帶信號電平幾乎沒有變化。
相對地，在直接變換方式中並沒有中頻電路，接收的高頻信號可直接變換成低頻的基帶信號，因此若接收的高頻信號變化，則供至基至基帶電路的基頻信號電平也會變化。
一般地，若電路元件有輸入信號，則其輸出信號中除含有所需的信號成分外還含有不需要的直流偏置成分。在上述外差方式下，供至基帶電路的基帶信號是一定的，因此其輸出信號所含的直流偏置成分也是一定的。這樣，當設計基帶電路時應考慮該一定的直流偏置成分為佳。
不過，在直接變換方式下供至基帶電路的基帶信號電平是變化的。因此含於基帶電路中電路元件的輸出信號中的直流偏置成分也並不是一定的，其有較大的變化。如果考慮該變化的基礎上設計基帶電路是非常困難。而且，若在供至基帶電路的基帶信號中含有直流成分的話，恐怕基帶電路的動作會飽和。
為了消除在直接變換方式下直流偏置成分的影響，目前已提出了各種方法(參照特開平10-233711號公報，特開平10-13482號公報、特開平9-83595號公報、特開平10-56394號公報)。不過這些方法與將要敘述的本發明的方法原理上完全不同。
還有，因基帶信號是接近於直流(頻率為0 Hz的交流)的低頻信號，所以在只想抑制直流偏置成分的情況下將基帶信號也給抑制掉，從而瞬態響應延遲，導致基帶電路的工作特性劣化。
發明的公開本發明的目的在於提供一種無線終端裝置，其能只抑制直流偏置成分而不延遲瞬態響應。
根據本發明，無線終端裝置包括天線以及接收天線的接收高頻信號的接收電路。而接收電路包含本機振蕩器，偶次諧波混頻器、第1高通濾波器，可調增益放大器、第2高通濾波器。偶次諧波混頻器將混合接收高頻信號與本機振蕩器的本機振蕩信號而生成基帶信號。第1高通濾波器接收偶次諧波混頻器的基帶信號，且具有第1截止頻率。可調增益放大器放大通過第1高通濾波器的基帶信號而獲得一定的輸出電平。第2高通濾波器接收可調增益放大器的基帶信號，且具有比第1截止頻率更高的第2截止頻率。
在上述無線終端裝置中，由偶次諧波混頻器產生的直流偏置成分被第1高通濾波器濾波掉。因第1高通濾波器具有比第2高通濾波器低的截止頻率，所以幾乎不濾波信號成分而確實地只濾波直流偏置成分。雖因第1高通濾波器的截止頻率低而瞬態響應延遲。但偶次諧波混頻器生成的直流偏置成分電平即使在接收高頻信號電平變化時也是一定的，因此電路動作不會延遲。另一方面，可調增益放大器生成的直流偏置成分被第2高通濾波器濾波。儘管可調增益放大器生成的直流偏置成分電平是變化的，但第2高通濾波器具有比第1高通濾波器高的偏置頻率，因此以快速瞬態響應確實地抑制其直流偏置成分。
以下是附圖的簡單說明
圖1為表示本發明實施形態中的手機整體構成的方框圖。
圖2為表示圖1中的接收電路具體構成的方框圖。
圖3為表示圖2中的偶次諧波混頻器具體構成的方框圖。
圖4為表示圖2中的基帶電路具體構成的方框圖。
圖5為表示圖4中的高通濾波器頻率特性的圖。
實施發明的最佳形態下面結合附圖對本發明實施形態中的手機進行詳細說明。在附圖中，對相同或相當的部分使用同一標記，而不重複對其的說明。
參照圖1、無線終端裝置之一的手機包含天線10、發射電路12、接收電路14，收發分波器16。
該手機採用CDMA(Code Division Multiple Access)方式，且用一個天線10同時進行發射信號和接收信號。因此將發射頻率設定成與接收頻率不同，而在這裡發射頻率設定成低於接收頻率。為此，收發分波器16是由只令發射波TX通過的帶通濾波器和只令接收波RX通過的帶通濾波器組成，而發射波TX幾乎不通過接收電路14。
參照圖2，接收電路14包含有低噪聲放大器(LNA)18、帶通濾波器(BPF)20、本機振蕩器22、偶次諧波正交混頻器24、無源低通濾波器26、28、以及基帶電路30。
低噪聲放大器18以高SN比放大通過收發分波器16的接收波RX(以下稱為接收高頻信號RF)。帶通濾波器20抑制無用信號而只令所需的接收高頻信號RF通過。本機振蕩器22振蕩出本機振蕩信號LO，而該本機振蕩信號LO的頻率f10為接收高頻信號RF的頻率的二分之一。偶次諧波正交混頻器24將混合通過帶通濾波器20的接收高頻信號RF和本機振蕩器22的本機振蕩信號LO，從而將接收高頻變換成基帶頻而生成I信道基帶信號BBI及Q信道基帶信號BBQ。Q信道基帶信號BBQ與I信道基帶信號BBI之間有90°的相位差。
低通濾波器26接收偶次諧波正交混頻器24的I信道基帶信號BBI，且抑制次鄰接信道以上的幹擾而只令所需信道及其鄰接信道通過。低通濾波器28接收偶次諧波正交混頻器24的Q信道基帶信號BBQ，且抑制次鄰接信道以上的幹擾而只令所需信道及其鄰接信道通過。低通濾波器26及低通濾波器28的截止頻率設定成相同。
偶次諧波正交混頻器24中包括同相(0°)移相器32、90°移相器34、以及偶次諧波混頻器36及38。同相移相器32將本機振蕩器22的本機振蕩信號LO分配給偶次諧波混頻器36及38。供至偶次諧波混頻器36及38的本機振蕩信號LO的相位相同。
90°移相器34根據帶通濾波器20的接收高頻信號RF生成具有90°相位差的I信道高頻信號RFI及Q信道高頻信號RFQ。偶次諧波混頻器34將混合90°移相器34的I信道高頻信號RFI和同相移相器32的本機振蕩信號LO而使高頻變換成基帶頻從而生成I信道基帶信號BBI。偶次諧波混頻器38將混合90°移相器34的Q信道高頻信號RFQ和同相移相器32的本機振蕩信號LO而使高頻變換成基帶頻從而生成Q信道基帶信號BBQ。
還有，也可以以45°移相器代替同相移相器32，以同相(0°)移相器代替90°移相器。也就是說，當設置a移相器(32)及b移相器(34)時，只要滿足|2×a-b|=90°即可。
參照圖3，偶次諧波混頻器36包括頂端開放短截線361、反向並聯二極體對362、頂端短路短截線363。同樣地偶次諧波混頻器38包括頂端開放短截線381、反向並聯二極體對382，頂端短路短截線383。短截線361、363、381、383的長度L設定成本機振蕩信號LO波長的約千分之一，即接收高頻信號RF波長的約二分之一。
接收高頻信號RF通過抑制直流成分的電容器40而供至90°移相器34，而本機振蕩信號LO通過抑制直流成分的電容器42供至同相移相器32。由偶次諧波混頻器36生成的I信道基帶信號BBI經過抑制高頻(RF)成分的扼流圈44而輸出。而由偶次諧波混頻器38生成的Q信道基帶信號BBQ經過抑制高頻(RF)成分的扼流圈46而輸出。
在這裡，簡單說明偶次諧波混頻器的動作。當輸入的高頻信號RF的頻率為frf，而輸入的本機振蕩信號LO的頻率為f01時，其輸出的基帶信號的頻率fbb可用下式來表示fbb=mfrf+nf01，其中m及n為整數。
在偶次諧波混頻器中，當m+n為偶數時頻率變換效率低，而當m+n為奇數時頻率變換效率高。這是因為偶數時的混合波電流成為反向並聯二極體對362、382中的回流電流而不會輸出至外部。
更具體地講，當m=1,n=2時，基帶信號的頻率fbb可用下式來表示fbb=frf-2·f01。而如上所述f01=frf/2，因此，此時以較高的變換效率獲得低頻(fbb=0)的基帶信號。
因此，由天線10接收的高頻不必通過中頻而直接變換成低頻。並且，本機振蕩頻率f10為接收頻率frf的二分之一，所以不會有本機振蕩信號被天線10側漏洩而靈敏度劣化。
另外，如圖3所示的偶次諧波正交混頻器24已揭示於美國專利第5,787,126號(特開平8-242261號公報)的圖40中，因此更詳細的說明可以借用該專利。
參照圖4，基帶電路30包括放大器(AMP)48,50、有源低通濾波器(LPF)52,54、前級高通濾波器(HPF)56,58、可調增益放大器(VGA)60、62、後級高通濾波器(HPF)64、66、AD轉換器68、70、以及解調器72。
放大器48以高SN比放大低通濾波器26的I信道基帶信號BBI且將其供至低通濾波器52。而放大器50以高SN比放大低通濾波器28的Q信道基帶信號BBQ且將其供至低通濾波器54。
低通濾波器52接收放大器48的I信道基帶BBI，且將抑制鄰接信道以上的幹擾而只令所需的信道通過。低通濾波器54接收放大器50的Q信道基帶信號BBQ、且將抑制鄰接信道以上的幹擾而只令所需的信道通過。
高通濾波器56接收低通濾波器52的I信道基帶信號BBI、且將抑制含在I信道基帶信號BBI中的直流偏置成分。高通濾波器58接收低通濾波器54的Q信道基帶信號BBQ、且將抑制含在QW信道基帶信號BBQ中的直流偏置成分。高通濾波器56的截止頻率fc1和高通濾波器58的截止頻率fc1設定得基本相同。
可調增益放大器60放大經過高通濾波器56的I信道基帶信號而獲得一定的輸出電平。也就是說，可調增益放大器60為了使AD轉換器68的輸出電平一直一定而以適當的增益放大高通濾波器56的I信道基帶信號BBI。可調增益放大器62放大經過高通濾波器58的Q信道基帶信號BBQ而獲得一定的輸出電平。也就是說，可調增益放大器62為使AD轉換器70的輸出電平一直一定而以適當的增益放大高通濾波器58的Q信道基帶信號BBQ。
後級高通濾波器64接收可調增益放大器60的I信道基帶信號BBI，將抑制含在I信道基帶信號BBI中的直流偏置成分。後級高通濾波器66接收可調增益放大器62的Q信道基帶信號BBQ，將抑制含在Q信道基帶信號BBQ中的直流偏置成分。高通濾波器64的截止頻率fc2和高通濾波器66的截止頻率fc2設定得基本相同。但是後級高通濾波器64，66的截止頻率fc2設定成高於前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1，而在後面會詳細說明便截止頻率fc1及fc2具有此種關係的理由。
AD轉換器68對經過高通濾波器64的I信道基帶信號BBI進行AD轉換再供至解調器72。AD轉換器70對經過高通濾波器66的Q信道基帶信號BBQ進行AD轉換再供至解調器72。解調器72解調AD轉換器68的I信道基帶信號及AD轉換器70的Q信道基帶信號BBQ而獲得低頻(音頻)信號。
下面對具有如上所述構成的手機其動作進行說明。
由天線10獲得的接收高頻信號RF被低噪聲放大器18放大後經過帶通濾波器20供至偶次諧波正交混頻器24。在偶次諧波正交混頻器24中進行從接收高頻信號RF到基帶信號BBI、BBQ的頻率變換。更具體地講，供至偶次諧波正交混頻器24的接收高頻信號RF上如90°相位差後分配至偶次諧波混頻器36及38。90°移相器34直接變換成低頻的I信道基帶信號BBI。另一方面，90°移相器34的Q信道高頻信號RFQ通過偶次諧波混頻器38直接變換成低頻的Q信道基帶信號BBQ。在這裡，本機振蕩頻率f10為接收高頻信號RF的頻率frf的二分之一，因此即使本機振蕩信號LO被天線10漏洩、偶次諧波混頻器36、38也幾乎不進行2次(偶數次)頻率轉換，其結果，漏洩的不必要的信號不會到達基帶電路30。因此，不會因本機振蕩信號LO的漏洩而靈敏度劣化。
偶次諧波正交混頻器24生成的I信道基帶信號BBI及Q信道基帶信號BBQ各自經過無源低通濾波器26及28供至基帶電路30。而由這些低通濾波器26、28將抑制含在基帶信號BBI、BBQ中的次鄰接信道以上的幹擾。
由放大器48放大供至基帶電路30的I信道基帶信號BBI、再通過有源低通濾波器52及前級高通濾波器56供至可調增益放大器60。而該I信道基帶信號BBI由可調增益放大器60適當進行放大。通過後級高通濾波器64供至AD轉換器68。該I信道基帶信號BBI由AD轉換器68進行AD轉換之後，供至解調器72。另一方面，由放大器50放大供至基帶電路30的Q信道基帶信號BBQ、再通過有源低通濾波器54及前級高通濾波器58供至可調增益放大器62。而該Q信道基帶信號BBQ由可調增益放大器62進行適當放大，通過後級高通濾波器66供至AD轉換器70，該Q信道基帶信號BBQ由AD轉換器70進行AD轉換之後，供至解調器72。這些經過AD轉換的基帶信號被解調器72解調成低頻(音頻)信號。
如上所述的有源低通濾波器52，54抑制經過無源低通濾波器26、28的鄰接信道的幹擾，而只將所需的信道供至高通濾波器56,58。
另外，前級高通濾波器56，58主要抑制由偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置成分、而後級高通濾波器64、66主要抑制由可調增益放大器60、62，生成的直流偏置成分。
前級高通濾波器56、58以及後級高通濾波器64、66其中任一個都是以只抑制直流偏置成分為目的，因此如圖5所示，為不抑制基帶信號成分最好將截止頻率fc1、fc2設定成儘可能低。不過、高通濾波器56、56、64、66的截止頻率越低其瞬態響應越延遲，因此不能迅速抑制直流偏置成分。從而，截止頻率fc1、fc2必須滿足此種相反的要求。在這裡，上述前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1設定成低於後級高通濾波器64、66的截止頻率fc2。下面詳細說明其理由。
前級高通濾波器56、58主要是為了抑制由偶次諧波混頻器24生成的直流偏置電壓，而該直流偏置電壓只要是混頻器24不飽和就一直是一定的，其與基帶信號無關。這是因為本機振蕩器22的本機振蕩信號LO和由天線10漏洩的本機振蕩信號LO的乘積成為直流偏置電壓。為了確認由偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置電壓是一定的而進行了實驗，下面表示其實驗結果。
如圖3所示的偶次諧波正交混頻器24，假設其電容器40、42的電容量為10PF，電感器44、46的電感量為0.1μH、而反向並聯二極體對362、382是使用西門子公司的BAT 14-099。若給偶次諧波正交混頻器24以-100～-20dBm的強度提供2140.050MHz的高頻信號RF。且以3dBn的一定強度提供1070.000MHz的(≈frf/2)本機振蕩信號LO時，可得到如下表所示的幾乎一定的直流偏置電壓。
表直流偏置電壓的RF電力依賴性
另一方面，後級高通濾波器64、66是以抑制可調增益放大器60、62生成的直流偏置電壓為目的，但因可調增益放大器60、62的增益不斷變化，導致在這裡生成的直流偏置電壓也不斷變化。
如上所述，偶次諧波正交混頻器24生成的直流偏置電壓一直是一定的，因此對前級高通濾波器56、58不要求快速瞬態響應。因此為儘可能不抑制基帶信號成分而只抑制直流偏置成分最好將前級高通濾波器56、58的截止頻率設定得低一些。另一方面，由可調增益放大器60、62生成的直流偏置電壓是不斷變化，因此對後級高通濾波器64、66要求快速瞬態響應。從而，後級高通濾波器64、66的截止頻率fc2設定成高於前級高通濾波器56、58。
根據如上所述的實施形態，因接收電路14採用直接變換方式，所以不需要中頻電路，從而可提供小型的手機。
而且，即使是採用此種直接變換方式的接收電路14，因使用偶次諧波正交混頻器24，所以也不會因由天線10漏洩本機振蕩信號LO而靈敏度劣化。
還有，在基帶電路30，因後級高通濾波器64、66的截止頻率fc2設定成高於前級高通濾波器56、58的截止頻率fc1，所以由偶次諧波正交混頻器24及可調增益放大器60、62生成的直流偏置成分可迅速抑制掉，並且幾乎不會抑制基帶信號成分。其結果，電路動作不會飽和，因此可得到準確以低頻(音頻)信號。而且可防止接收信號靈敏度的劣化。
在上述的偶次諧波正交混頻器24使用了90°移相器34、取而代之，也可以將經過帶通濾波器20的接收高頻信號RF直接供至偶次諧波混頻器36的同時，設置將接收高頻信號RF的相位移相90°再供至偶次諧波混頻器38的移相器。
此次揭示的實施形態是從所有點的例示，並不是對其限定。本發明的範圍並不是在上述說明中而是根據專利請求的範圍而所揭示，而且包含與專利請求範圍相等的思想以及在其範圍內的所有變更。
產業的可利用性本發明的無線終端裝置可利用於如手機等移動通信終端。
權利要求
1．一種無線終端裝置，其包括天線(10)和接收來自所述天線(10)的接收高頻信號(RX,RF)的接收電路(14)；而所述接收電路(14)包含本機振蕩器(22)；混合所述接收高頻信號(RF)和所述本機振蕩器(22)的本機振蕩信號(LO)而生成第1基帶信號(BBI)的第1偶次諧波混頻器(36)；接收所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)，且具有第1截止頻率(fc1)的第1高通濾波器(56)；放大經過所述第1高通濾波器(56)的第1基帶信號(BBI)而得到一定的輸出電平的第1可調增益放大器(60)；接收所述第1可調增益放大器(60)的第1基帶信號(BBI)、且具有比所述第1截止頻率(fc1)高的第2截止頻率(fc2)的第2高通濾波器(64)。
2．如權利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路14還包含響應所述天線10的接收高頻信號(RF)而生成具有90°相位差的第1及第2接收高頻信號(RFI,RFQ)，且將所述第1接收高頻信號(RFI)供至所述第1偶次諧波混頻器(36)的移相器(34)；混合所述接收高頻信號(RF)和所述本機振蕩器(22)的本機振蕩信號(LO)而生成與所述第1基帶信號(BBI)具有90°相位差的第2基帶信號(BBQ)的第2偶次諧波混頻器(38)；接收所述第2偶次諧波混頻器(38)的第2基帶信號(BBQ)，且具有所述第1截止頻率(fc1)的第3高通濾波器(58)；放大經過所述第3高通濾波器(58)的第2基帶信號(BBQ)而得到一定的輸出電平的第2可調增益放大器(62)；以及接收所述第2可調增益放大器(62)的第2基帶信號(BBQ)，且具有所述第2截止頻率(fc2)的第4高通濾波器(66)。
3．如權利要求1所述的無線終端裝置，其還包括生成具有與所述接收高頻信號(RF)的頻率不同的頻率的發射高頻信號(TX)的發射電路(12)、以及將所述發射電路(12)的發射高頻信號(TX)傳送至天線(10)的同時，將所述天線(10)的接收高頻信號(RX,RF)傳送至所述接收電路(14)的收發分波器(16)。
4．如權利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含放大所述接收高頻信號(RF)後將其供至所述第1偶次諧波混頻器(36)的低噪聲放大器(48)。
5．如權利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含接收所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)，且將其供至所述第1高通濾波器(56)的低通濾波器(26、52)。
6．如權利要求1所述的無線終端裝置，所述接收電路(14)還包含放大所述第1偶次諧波混頻器(36)的第1基帶信號(BBI)將其供至第1高通濾波器(56)的低噪聲放大器(48)。
7．一種無線終端裝置，其包括天線(10)、本機振蕩器(22)、混合所述天線(10)的接收高頻信號(RF)和所述本機振蕩器(22)的本機振蕩信號(LO)而生成I信道基帶信號(BBI)及Q信道基帶信號(BBQ)的偶次諧波正交混頻器(24)；接收偶次諧波正交混頻器(24)的I信道基帶信號(BBI)，且具有第1截止頻率(fc1)的第1高通濾波器(56)；放大經過所述第1高通濾波器(56)的I信道基帶信號(BBI)而得到一定輸出電平的第1可調增益放大器(60)；接收所述第1可調增益放大器(60)的I信道基帶信號(BBI)，且具有比所述第1截止頻率(fc1)高的第2截止頻率(fc2)的第2高通濾波器(64)；接收所述偶次諧波正交混頻器(24)的Q信道基帶信號(BBQ)，且具有所述第1截止頻率(fc1)的第3高通濾波器(58)；放大經過第3高通濾波器(58)的Q信道基帶信號(BBQ)而得到一定的輸出電平的第2可調增益放大器(62)；接收所述第2可調增益放大器(62)的Q信道基帶信號(BBQ)，且具有所述第2截止頻率(fc2)的第4高通濾波器(66)。
全文摘要
具有採用偶次諧波正交混頻器(24)的直接變換式接收電路(14)的手機,在其基帶電路(30)中的可調增益放大器(60,62)前後設置抑制直流偏置成分的高通濾波器(56、58、64、66)。在這裡,由偶次諧波正交混頻器(24)生成的直流偏置成分一直是一定的,而由可調增益放大器(60、62)生成的直流偏置成分是不斷變化的,因此,後級高通濾波器(64、66)的截止頻率設定成高於前級高通濾波器(56、58),且其瞬態響應也迅速。
文檔編號H04B1/30GK1309842SQ99808518
公開日2001年8月22日 申請日期1999年3月11日 優先權日1999年3月11日
發明者桂隆俊, 伊東健治, 福山進二郎, 望月滿, 永野弘明, 松波由哲, 下澤充弘, 石津文雄, 林亮司 申請人:三菱電機株式會社