正交頻分復用信號解調裝置的製作方法
2023-09-22 11:04:15 2
專利名稱：正交頻分復用信號解調裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於由正交頻分復用傳輸方式所進行的數字廣播和數字通信的正交頻分復用信號解調裝置，特別是涉及在接收方用於解調的重放載波的頻率同步技術以及在由調諧器的相位噪聲等所產生的全部副載波中消除共同相位變動的影響的技術。
近年來，在向移動體的數字聲音廣播和地面系統的數位電視廣播中，正交頻分復用(以下稱為OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplex))傳輸方式尤其引人注目。
該OFDM傳輸方式是這樣的方式通過進行傳輸的數字數據來調製相互正交的多個副載波，復用這些調製波來進行傳輸。該方式具有這樣的特徵當使用的副載波的數量從幾百變為幾千時，由於各個調製波的碼元周期變得很長，則易於受到多通路幹擾的影響。
下面使用
圖1來說明OFDM傳輸方式的原理。
圖1是表示OFDM傳輸方式的原理構成的方框圖。而且，在圖1中，粗線箭頭表示複數信號，細線箭頭表示實數信號。
首先，在發送方，把被傳輸信號輸入到OFDM信號調製裝置11中的數據信號由映射電路111映射為與各副載波的調製方式相對應的複數平面上的信號點，然後，提供給傅立葉逆變換(以下稱為IFFT(InverseFast Fourier Transform))電路112。該IFFT電路112對一個碼元的被傳輸信號進行IFFT處理，通過變換為時間區域來生成有效碼元時間信號，而且，在每個碼元中，把有效碼元時間信號的後部作為保護期間信號，而附加在有效碼元時間信號之前，由此，具有生成基帶的OFDM信號的功能。其中所生成的基帶OFDM信號被提供給正交調製電路113。該正交調製電路113用基帶OFDM信號對載波進行正交調製，由此，把該基帶OFDM信號變頻為中頻(以下稱為IF(IntermediateFrequency))頻帶的信號，該IF頻帶的OFDM信號由上變頻器114變頻為無線電頻率(以下稱為RF(Radio Frequency))頻帶的信號，輸出給傳輸線路12。
另一方面，在接收方，從傳輸線路12輸入到OFDM解調裝置13中的OFDM信號通過調諧器131從RF頻帶變頻為IF頻帶，然後，提供給正交解調電路132。通過該正交解調電路132對所輸入的IF頻帶信號進行正交調製，而解調為基帶OFDM信號，該解調輸出被提供給傅立葉變換(以下稱為FFT(Fast Fourier Transform))電路133。該FFT電路133從基帶OFDM信號中取出有效碼元時間信號來進行FFT處理，而變換為頻率區域，該輸出被提供給檢波電路134。該檢波電路134根據調製方式來對各副載波進行檢波，然後，通過進行逆映射而復原數據信號。
但是，在上述這樣的原理構成中，當在發送接收中使用的載波的頻率之間存在誤差時，不能正確地解調數據。因此，在現有技術中，揭示了這樣的措施把副載波間隔以內和副載波間隔單位的兩個自動頻率控制(以下稱為AFC(Auto Frequency Control))電路進行組合，來得到寬範圍的頻率同步(例如，1996年電子信息通信協會通信學會大會予稿集，B-512，第512頁)。
在上述文獻中所揭示的AFC方式中，因OFDM信號中的保護期間信號是有效碼元時間信號的後部的複製，而利用它們之間的關係來算出副載波間隔以內的頻率誤差。在發送方使用以預定周期所插入的頻率同步用的基準碼元來算出副載波間隔單位的頻率誤差。
下面使用圖2和圖3來對使用上述文獻所揭示的AFC方式的現有的OFDM信號解調裝置的構成和動作進行說明。
圖2是表示頻率同步用基準碼元的構成的一例的模式圖。在圖2中，橫軸表示頻率，縱軸表示振幅，圖中的實線表示在該頻率中存在副載波，虛線表示在該頻率中不存在副載波。在該例中，使副載波的有無與預定的偽隨機(以下稱為PN(Pseudo Noise))系列相對應。
圖3是表示現有的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。在圖3中，粗線箭頭表示複數信號，細線箭頭表示實數信號。並且省略了在各構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號，以使說明不複雜。
在圖3中，調諧器21把從傳輸線路所輸入的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被輸入正交解調電路22。該正交解調電路22使用在其內部發生的固定載波來把IF頻帶的OFDM信號解調為基帶OFDM信號，該解調輸出被提供給載波頻率(fc)校正電路23的第一輸入端。該載波頻率校正電路23把根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內的窄頻帶載波頻率誤差信號而發生的校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此，來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。
窄頻帶載波頻率誤差計算電路24利用基帶OFDM信號中的保護期間信號和有效碼元時間信號的後部的相關性，來算出副載波間隔以內的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第三輸入端。FFT電路25對基帶OFDM信號中的有效碼元時間信號進行FFT處理，變換為頻率區域，其輸出被提供給功率計算電路41和檢波電路31。
該功率計算電路41計算出與從FFT電路25所輸出的各個副載波相對應的信號功率，其計算結果被提供給相關性計算電路42。該相關性計算電路42算出功率計算電路41的輸出和與圖22所示的頻率同步基準碼元的副載波的有無相對應的PN系列的相關值，該相關值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。該寬頻帶載波頻率誤差計算電路28從相關值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第二輸入端。檢波電路31根據調製方式來對各副載波進行檢波，然後，通過進行逆映射來復原數據信號。
但是，在上述現有的方法中，在發送方使用以預定周期(例如幀)所插入的頻率同步用的基準碼元，來算出副載波間隔單位的頻率誤差，因此，頻率同步的引入時間變得較長。
在現有的方法中，由於減小了正常狀態下的載波頻率的誤差，則需要把例如圖3的設在窄頻帶載波頻率誤差計算電路24內部的環路濾波器的時間常數設定為數百碼元時間。因此，不能跟蹤調諧器的相位噪聲等的迅速變動(並不僅限於此例，在一般的AFC電路中，不能跟蹤調諧器的相位噪聲等的迅速變動)。由此，該殘留頻率誤差引起了副載波之間的幹擾(以下稱為ICI(Inter Carrier Interference))和在全部副載波中共同的相位變動(以下稱為CPE(Common Phase Error))，而成為錯誤率惡化的主要因素。
因此，為了解決上述問題，本發明的目的是提供一種OFDM信號解調裝置，能夠進一步縮短頻率同步的時間，並且除去由調諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
為了解決上述問題，本發明所涉及的OFDM傳輸方式為以下這樣的構成(1)一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關性計算裝置，算出上述第一導頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率。
(2)一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相位平均裝置，把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內進行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
(3)一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關性計算裝置，算出上述第一導頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；相位平均裝置，把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內進行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
(4)在(1)和(3)的構成中，上述相關性計算裝置算出上述第一導頻信號的配置信息(2值信號)與上述差動檢波裝置的輸出(複數矢量信號)的相關性的大小。
(5)在(1)和(3)的構成中，上述相關性計算裝置算出上述第一導頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的信號(複數信號)的相關性的大小。
(6)在(1)和(3)的構成中，上述相關性計算裝置算出上述第一導頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的信號的大小(實數信號)的相關性。
(7)在(1)和(3)的構成中，上述相關性計算裝置算出上述第一導頻信號的配置信息(2值信號)與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的信號的大小同預定閾值進行大小比較而進行2值化的信號(2值信號)的相關性。
(8)在(7)的構成中，上述相關性計算裝置通過接收信號的大小來控制上述閾值。
(9)在(1)和(3)的構成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制調諧器的本振頻率。
(10)在(1)和(3)的構成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制正交解調裝置的本振頻率。
(11)在(1)和(3)的構成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來生成校正載波，把該校正載波乘以上述傅立葉變換裝置的輸入信號。
(12)在(1)的構成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出，使上述傅立葉變換裝置的輸出信號發生頻率移動，同時，校正取決於保護期間長度而發生的碼元間的相位變動。
(13)在(3)的構成中，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出使上述傅立葉變換裝置的輸出信號發生頻率移動。
(14)在(2)和(3)的構成中，把上述相位變動校正裝置裝入檢波裝置中，該檢波裝置根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，根據各個副載波的一次調製方式來進行檢波。
(15)在(14)的構成中，提供一種解調正交分頻復用信號的裝置，該正交分頻復用信號是在上述第一導頻信號的基礎上，傳輸在副載波碼元區域中分散並且周期配置的第二導頻信號，其特徵在於，上述檢波裝置根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，使用上述第二導頻信號來同步檢波各個副載波。
(16)在(14)的構成中，提供一種解調正交分頻復用信號的裝置，該正交分頻復用信號是對數據信號進行碼元間的差動調製來傳輸的，其特徵在於，上述檢波裝置根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，對各個副載波進行碼元間的差動檢波。
(17)在(2)和(3)的構成中，上述相位平均裝置把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置的輸出複數矢量在碼元內進行平均，算出其相位，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動。
(18)在(3)的構成中，上述相關性計算裝置包含上述相位平均裝置，算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與從上述差動檢波裝置所輸出的複數矢量信號的相關性，提供給上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，同時，從由上述相關性計算所得到的矢量的相位角度來確定在全部副載波中共同的相位變動，並提供給上述相位變動校正裝置。
(19)在(1)至(18)的構成中，上述第一導頻信號包含用每個碼元相同的相位來調製配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合的信號。
(20)在(1)、(3)至(13)、(18)的構成中，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進行m倍乘，提供給上述相關性計算裝置。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的構成中，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進行m倍乘，提供給上述相位平均裝置；係數裝置，把上述上述相位平均裝置的輸出乘以1/m倍。
(21)在(2)、(3)、(14)至(18)的構成中，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括矢量旋轉裝置，判定上述差動檢波裝置的輸出是否包含在由相位分成m個的複數平面區域的任一個區域內，根據該判定結果來把上述差動檢波裝置的輸出複數矢量旋轉2π/m的整數倍，由此，使旋轉後的相位始終包含在相同的區域中，然後，提供給上述相位平均裝置。
本發明的這些和其他的目的、優點及特徵將通過結合附圖對本發明的實施例的描述而得到進一步說明。在這些附圖中圖1是表示OFDM傳輸方式的原理的構成的方框圖；圖2是表示頻率同步用基準碼元的構成的一例的模式圖；圖3是表示現有的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖4是表示本發明所涉及的導頻信號配置例的模式圖；圖5是表示本發明的第一實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖6是表示圖5中的差動檢波電路的內部構成例的方框圖；圖7是表示圖5中的相關性計算電路的第一內部構成例的方框圖；圖8是表示圖5中的相關性計算電路的第二內部構成例的方框圖；圖9是表示圖8中的碼元間濾波電路的內部構成例的方框圖；圖10是表示圖5中的相關性計算電路的第三內部構成例的方框圖；圖11是表示圖5中的相關性計算電路的第四內部構成例的方框圖；圖12是表示圖5中的相位變動校正電路的內部構成例的方框圖；圖13是表示本發明的第二實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖14是表示本發明的第三實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖15是表示本發明的第四實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖16是表示本發明的第五實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖17是表示圖16中的檢波電路的第一內部構成例的方框圖；圖18是表示圖16中的檢波電路的第二內部構成例的方框圖；圖19是表示本發明的第六實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖20是表示圖19中的相關性計算電路的內部構成例的方框圖；圖21是表示本發明的第七實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖；圖22是表示本發明的第八實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。
下面，作為本發明所涉及的OFDM傳輸方式，以作為歐洲的地面波數位電視廣播制式的DVB-T(Digital Video Brosdcasting-Terrestrial)標準的2k方式(用於傳輸的副載波數量為1705個)為例，使用圖4至圖22來對本發明的實施例進行說明。
在上述標準中，使用預定的副載波，來傳輸分散導頻(以下稱為SP(Scattered Pilots))和連續導頻(以下稱為CP(Continual Pilots))兩種導頻信號。
圖4是表示上述DVB-T標準的導頻信號配置例的模式圖。在圖4中，橫軸的k表示副載波的指數，縱軸的n表示碼元的指數。實心圓表示傳輸導頻信號的副載波，空心圓表示傳輸其他數據的副載波。
分散導頻使用滿足以下(1)式的指數k=kp的副載波來進行傳輸。在(1)式中，mod代表求餘運算，p是任意的非負整數。
kp=3(n mod4)+12連續導頻使用滿足k={0,48,54,87,141,156,192,201,255,279,282,333,432,450,483,525,531,618,636,714,759,765,780,804,873,888,918,939,942,969,984,1050,1101,1107,1110,1137,1140,1146,1206,1269,1323,1377,1491,1683,1704}的45個副載波來進行傳輸。
這些導頻信號根據與分別配置的副載波指數k相對應的PN系列Wk來調製，如(2)式所示的那樣，用每個碼元相同的振幅和相同的相位來復用。在(2)式中，Re{ck,n}代表與副載波指數為k、碼元指數為n的副載波相對應的複數矢量ck,n的實數部分，Im{ck,n}代表虛數部分。{Im{ck,n}=0Re{ck,n}=432(12-wk)----(2)]]>在上述標準中，使用預定的副載波來傳輸傳輸參數信號(以下稱為TPS(Transmission Parameter Signaling)。TPS使用滿足k={34,50,209,346,413,569,595,688,790,901,1073,1219,1262,1286,1469,1594,1687}的17個副載波來傳輸相同的信息比特。
此時，當使以指數為n的碼元進行傳輸的信息比特為Sn時，如圖(3)所示的那樣，TPS被進行碼元間的差動2值PSK(Phase ShiftKeying)調製。{Sn=1{Im{ck,n}=0Re{ck,n}=-Re{ck,n-1}Sn=0{Im{ck,n}=0Re{ck,n}=Re{ck,n-1}----(3)]]>但是，與幀的首部碼元(碼元指數n=0)相關，如圖(4)所示的那樣，根據上述的PN系列Wk進行絕對相位調製。{Im{ck,0}=0Re{ck,0}=2(12-wk)----(4)]]>(第一實施例)
圖5是表示本發明的第一實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。在圖5中，與圖3相同的部分使用相同的標號來表示。而且，在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號。為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等。
在圖5中，調諧器21把從傳輸線路所輸入的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被輸入正交解調電路22。該正交解調電路22使用在其內部發生的固定載波來把IF頻帶的OFDM信號解調為基帶OFDM信號，該解調輸出被提供給載波頻率(fc)校正電路23的第一輸入端。
該載波頻率校正電路23根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內的窄頻帶載波頻率誤差信號而進行校正載波，把該校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此，來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。
窄頻帶載波頻率誤差計算電路24利用基帶OFDM信號中的保護期間信號和有效碼元時間信號的後部的相關性，來算出副載波間隔以內的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第三輸入端。FFT電路25對基帶OFDM信號中的有效碼元時間信號進行FFT處理，變換為頻率區域，其輸出被提供給差動檢波電路26和相位變動校正電路30的第一輸入端。
差動檢波電路26對與從FFT電路25所輸出的各個副載波相對應的信號進行碼元間差動檢波，由此，算出碼元間的相位變動，該計算結果被提供給相關性計算電路27和相位平均電路29。相關性計算電路27算出差動檢波電路26的輸出與傳輸CP的副載波的配置信息的相關值，把該相關值提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。該寬頻帶載波頻率誤差計算電路28從相關值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差，其輸出被提供給載波頻率校正電路23的第二輸入端。
相位平均電路29在碼元內將與CP相對應的差動檢波電路26的輸出的相位平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。該相位變動校正電路30把根據提供給第二輸入端的相位平均電路29的輸出而產生的校正矢量乘以提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出，由此來校正CPE，其輸出被提供給檢波電路31。檢波電路31根據調製方式來對各副載波進行檢波，然後，通過進行逆映射來復原數據信號。
差動檢波電路26按圖6所示的那樣構成，FFT電路25的輸出被提供給一個碼元時間延遲電路261和複數乘法器263。一個碼元時間延遲電路261把FFT電路25的輸出進行一個碼元時間的延遲，該延遲輸出被提供給共軛電路262。該共軛電路262把一個碼元時間延遲電路261的輸出的虛數部分的碼元進行反轉，來算出共軛複數，該計算結果被提供給複數乘法器263。該複數乘法器263把共軛電路262的輸出乘以FFT電路25的輸出，該運算結果作為差動檢波電路26的輸出被提供給相關性計算電路27和相位平均電路29。
圖7表示圖5的相關性計算電路27的第一構成例子。在該相關性計算電路27中，差動檢波電路26的差動檢波輸出被提供給移位寄存器2701。該移位寄存器2701包括與傳輸CP的副載波的配置相對應的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2702的輸入端。該總和電路2702計算移位寄存器2701的分支輸出的總和，其運算結果被提供給功率計算電路2703。該功率計算電路2703算出總和電路2702的輸出功率，其計算結果作為相關性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
根據圖7所示的構成，當在移位寄存器2701的全部分支輸出上輸出傳輸CP的副載波時，相關性計算電路27的輸出表示峰值。因此，在寬頻帶載波頻率誤差計算電路28中，檢出相關性計算電路27的輸出的峰值，求出距預定定時的偏差，由此，能夠確定副載波間隔單位的載波頻率誤差。
圖8表示圖5中的相關性計算電路27的第二構成例子。在圖8中，與圖7相同的部分使用相同的標號表示，在此，對不同部分進行說明。
在該相關性計算電路27中，差動檢波電路26的差動檢波輸出被提供給碼元間濾波電路2704。該碼元間濾波電路2704把差動檢波電路26的輸出在碼元方向上進行平均，其輸出被提供給移位寄存器2701。該移位寄存器2701以後的構成和動作與圖7所示的第一構成例時相同。
圖8中的碼元間濾波電路2704按圖9所示的那樣構成，差動檢波電路26的輸出被提供給減法器27041。該減法器27041從差動檢波電路26的輸出減去一個碼元時間延遲電路27044的輸出，其輸出被提供給係數器27042。該係數器27042把係數α(0≤α≤1)乘以減法器27041的輸出，其運算結果被提供給加法器27043。該加法器27043把係數器27042的輸出與一個碼元時間延遲電路27044相加，其運算結果作為碼元間濾波電路2704的輸出被提供給移位寄存器2701。一個碼元時間延遲電路27044把加法器27043的輸出進行一個碼元時間延遲。
圖9那樣構成的碼元間濾波電路2704作為無限衝擊響應(以下稱為IIR(Infinite Impulse Response))型的低通濾波器而動作，把與從差動檢波電路26所輸出的各個副載波相對應的複數矢量在碼元方向上進行平均。在差動檢波電路26中，對傳輸CP的副載波進行碼元間差動檢波的信號，當忽略CPE成分時，視為每個碼元相同的振幅和相同相位的直流信號，其大部分通過碼元間濾波電路2704。因每個碼元的振幅和相位是隨機的信號，則對其他的副載波進行碼元間差動檢波的信號被碼元間濾波電路2704所阻止。由於噪聲成分是每個碼元隨機的信號，因而被碼元間濾波電路2704所阻止。
因此，通過在圖7所示的相關性計算電路27中增加碼元間濾波電路2704，抑制相關性計算電路27的輸出流，從而能夠減輕寬頻帶載波頻率誤差計算電路28中的誤差的確定錯誤。
圖10是圖5中的相關性計算電路27的第三實施例的構成例子。在圖10中，與圖7和圖8相同的部分使用相同的標號表示，在此僅對不同部分進行說明。
在該相關性計算電路27中，差動檢波電路26的輸出由碼元間濾波電路2704在碼元方向上進行平均，然後，直接提供給功率計算電路2703。即，此時的功率計算電路2703計算碼元間濾波電路2704的輸出功率。其計算結果被提供給移位寄存器2705。該移位寄存器2705包括與傳輸CP的副載波的配置相對應的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2706的輸入端。該總和電路2706運算移位寄存器2705的分支輸出的總和，其運算結果作為相關性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
在圖10中，移位寄存器2705保持實數信號，總和電路2706計算實數信號的總和，與圖7和圖8中的移位寄存器2701和總和電路2702相比，能夠減小其規模。
圖11表示圖5中的相關性計算電路27的構成例子。在圖11中，與圖10相同的部分使用相同的標號表示，而省略其說明。
圖11中的比較電路2707通過把功率計算電路2703的輸出與由閾值設定電路2708所設定的閾值進行比較來取出傳輸CP的副載波，在功率計算電路2703的輸出較大的情況下，輸出「1」，在閾值設定電路2708的輸出較大時，輸出「0」。該比較電路2707的輸出被提供給移位寄存器2709。該移位寄存器2709包括與傳輸CP的副載波的配置相對應的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路2710的輸入端。該總和電路2710計算移位寄存器2709的分支輸出的總和，其計算結果作為相關性計算電路27的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
在圖11中，移位寄存器2709保持2值信號，總和電路2710運算2值信號的總和，與圖7和圖8中的移位寄存器2701和總和電路2702相比，能夠大幅度減小其規模。並且，如果通過接收信號的大小來控制從閾值設定電路2708輸出的閾值，就能防止由功率計算電路2703的輸出電平的變動引起的誤判定。
圖12表示圖5中的相位變動校正電路30的構成例子。在該相位變動校正電路30中，相位平均電路29的輸出被提供給加法器301。該加法器301與把信號保持一個碼元時間的寄存器302一起構成累加器，把相位平均電路29的輸出在每個碼元中進行累加，由此，來算出從運算開始的碼元間相位變動的累計，其計算結果(加法器301的輸出)被提供給校正矢量計算電路(e-jφ)303。該校正矢量計算電路303把加法器301的輸出的-1倍作為相位角來算出振幅為1的複數矢量，其運算結果被提供給乘法器304。該乘法器304把校正矢量計算電路303的輸出和FFT電路25的輸出相乘。通過該運算，能夠校正CPE。
通過以上的構成，根據本實施例，從傳輸每個碼元中包含的CP的副載波的配置信息來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差，因此，與現有例子相比，能夠縮短頻率同步的時間。
由於在每個碼元中使用CP來算出碼元間的相位變動並進行校正，就能除去由調諧器21的相位噪聲等所引起的CPE的影響。第二實施例圖13是表示本發明的第二實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖13中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖13所示的OFDM信號解調裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，代之以在調諧器32中校正載波頻率誤差。該調諧器32根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內的窄頻帶載波頻率誤差信號來控制本振頻率，把提供給第一輸入端的OFDM信號從RF頻帶變換為IF頻帶，其輸出被提供給正交解調電路22。其他的構成和動作與圖5相同而省略其說明。第三實施例圖14是表示本發明的第三實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖14中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖14所示的OFDM信號解調裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，代之以在正交解調電路33中校正載波頻率誤差。該正交解調電路33根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號和提供給第三輸入端的副載波間隔以內的窄頻帶載波頻率誤差信號來控制本振頻率，把提供給第一輸入端的IF頻帶的OFDM信號解調為基帶的OFDM信號，該解調輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。其他的構成和動作與圖5相同而省略其說明。第四實施例圖15是表示本發明的第四實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖15中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖15所示的OFDM信號解調裝置是在載波頻率(fc)校正電路34中校正載波頻率間隔以內的窄頻帶載波頻率誤差，在移位電路35中校正副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差。載波頻率校正電路34根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號而發生校正載波，把該校正載波乘以提供給第一輸入端的基帶OFDM信號，由此來校正載波頻率誤差，其輸出被提供給窄頻帶載波頻率誤差計算電路24和FFT電路25。移位電路35根據提供給第二輸入端的副載波間隔單位的寬頻帶載波頻率誤差信號把FFT電路25的輸出在頻率方向上移位，其輸出被提供給差動檢波電路26和相位變動校正電路的第一輸入端。其他的構成和動作與圖5相同而省略其說明。
其中，副載波間隔單位的載波頻率誤差是在有效碼元時間長度上成為整數周期的載波頻率，但是由於在OFDM信號中存在保護期間，與頻率區域中的副載波單位的偏移一起發生依賴於保護期間長度的每個碼元的相位旋轉。因此，象圖15的構成那樣，當通過頻率區域中的移位來校正寬頻帶載波頻率誤差時，需要校正該相位旋轉的裝置。但是，由於該相位旋轉在全部副載波中是共同的，則在象圖15那樣包括用於除去CPE的電路的情況下，在相位變動校正電路30中自動地進行校正。第五實施例圖16是表示本發明的第五實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖16中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖16所示的OFDM信號解調裝置，取代圖5中的載波頻率校正電路23，是在檢波電路36中校正CPE。該檢波電路36根據提供給第二輸入端的相位平均電路29的輸出而產生校正矢量，把該校正矢量乘以與各個副載波的調製方式相對應的檢波矢量。接著，使用該檢波矢量來對FFT電路25的輸出進行檢波，同時，校正CPE，然後，通過進行逆映射而復原數據信號。其他的構成和動作與圖5相同而省略其說明。
圖17表示圖16中的檢波電路36的與以使用SP信號的同步檢波為前提的調製方式相對應的構成例子。在該檢波電路36中，FFT電路25的輸出被提供給複數除法器3604的第一輸入端和複數除法器3608的第一輸入端。導頻發生電路3603與FFT電路25的輸出同步地產生SP，其輸出被提供給複數除法器3604的第二輸入端。該複數除法器3604用提供給第二輸入端的導頻發生電路3603輸出的正規SP與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出中所包含的SP相除，由此，來算出作用於SP的傳輸線路特性。通過開關(SW)3605來選擇其輸出或者存儲器3606的輸出而提供給複數乘法器3602的第一輸入端。
另一方面，相位平均電路29的輸出被提供給校正矢量計算電路(ejφ)3601。該校正矢量計算電路3601把相位平均電路29的輸出作為相位角來算出振幅為1的複數矢量，其計算結果被提供給複數乘法器3602的第二輸入端。開關3605在複數除法器3604的輸出與SP相對應時(若注意一個副載波，則為4個碼元中的1個碼元)，選擇複數除法器3604的輸出，在其他情況下(相同的4個碼元中的3個碼元)，選擇存儲器3606的輸出而輸出。
複數乘法器3602把從第一輸入端通過開關3605選擇地所提供的複數除法器3604的輸出或者存儲器3606的輸出與提供給第二輸入端的校正矢量計算電路3601的輸出相乘，其運算結果被提供給濾波電路3607，同時提供給存儲器3606。該存儲器3606在4個碼元時間(在所提及的副載波中，下一個SP被傳輸之前)保持複數乘法器3602的輸出。通過這些動作，能夠在用於傳輸SP的副載波(3個副載波中的1個副載波)的傳輸線路特性中進行CPE校正。
濾波電路3607在頻率(副載波)方向上內插複數乘法器3602的輸出，求出用於全部副載波的傳輸線路特性(校正CPE的)。其輸出被提供給複數除法器3608的第二輸入端。該複數除法器3608用提供給第二輸入端的濾波電路3607的輸出與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出相除，由此，對FFT電路25.的輸出進行同步檢波。其輸出被提供給逆映射電路3609。該逆映射電路3609根據調製方式來對複數除法器3608的輸出進行逆映射，由此，來復原數據信號。
圖18表示圖16中的檢波電路36的與以差動檢波為前提的調製方式相對應的構成例子。在該檢波電路36中，FFT電路25的輸出被提供給一個碼元時間延遲電路3610和複數除法器3611的第一輸入端。一個碼元時間延遲電路3610把FFT電路25的輸出延遲一個碼元時間，其輸出被提供給複數乘法器3602的第一輸入端。另一方面，相位平均電路29的輸出被提供給校正矢量計算電路(ejφ)3601。
該校正矢量計算電路3601把相位平均電路29的輸出作為相位角來算出振幅為1的複數矢量，其計算結果被提供給複數乘法器3602的第二輸入端。該複數乘法器3602把提供給第一輸入端的一個碼元時間延遲電路3610的輸出與提供給第二輸入端的校正矢量計算電路3601的輸出相乘，由此，對一個碼元時間之前的信號進行CPE的校正，其運算結果被提供給複數除法器3611的第二輸入端。
該複數除法器3611用提供給第二輸入端的複數乘法器3602的輸出與提供給第一輸入端的FFT電路25的輸出相除，由此，對FFT電路25的輸出進行差動檢波，其輸出被提供給逆映射電路3612。該逆映射電路3612根據調製方式來對複數除法器3611的輸出進行逆映射，由此來復原數據信號。
通過以上構成，根據本實施例，能夠共用第一實施例中的相位變動校正電路30和檢波電路31的處理的一部分，而能夠削減電路規模。第六實施例圖19是表示本發明的第六實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖19中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖19所示的OFDM信號解調裝置用相關性計算電路37來同時執行圖5中的相關性計算電路27和相位平均電路29的處理。
圖20是圖19中的相關性計算電路37的構成例子，差動檢波電路26的輸出被提供給移位寄存器371。該移位寄存器371包括與傳輸CP的副載波的配置相對應的多個分支輸出，這些分支輸出被提供給總和電路372的輸入端。該總和電路372計算移位寄存器371的分支輸出的總和，其運算結果被提供給功率計算電路373和相位計算電路(tan-1)374。
該功率計算電路373算出總和電路372的輸出功率，其計算結果作為相關性計算電路37的輸出被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。另一方面，相位計算電路374算出總和電路372的輸出相位，其計算結果作為相關性計算電路37的第二輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
其中，當載波頻率同步時，在移位寄存器371的分支輸出中輸出傳輸CP的副載波，因此，總和電路372的輸出為用於傳輸CP的副載波的碼元間變動在碼元內的平均。
通過以上構成，根據本實施例，能夠共用第一實施例中的相關性計算電路27和相位平均電路29的處理的一部分，而能夠削減電路規模。第七實施例圖21是表示本發明的第七實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖21中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖21所示的OFDM信號解調裝置使用TPS來進行載波頻率同步和CPE除去，與第一實施例相對照，增加倍乘電路38和係數器39。
其中，倍乘電路38算出與差動檢波電路26算出的各個副載波相對應的複數矢量的倍乘，其運算結果被提供給相關性計算電路27和相位平均電路29。該倍乘運算消除了由對TPS進行碼元間的差動2相PSK調製所引起的相位變動的180度的不確定性。
相關性計算電路27算出倍乘電路38的輸出與傳輸CP的副載波和傳輸TPS的副載波中至少一方的配置信息的相關值，該相關值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。相位平均電路29把與CP和TPS中至少一方相對應的倍乘電路38的輸出相位在碼元內進行平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給係數器39。係數器39通過乘1/2倍來校正由倍乘電路38變為2倍的碼元間的相位變動，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
一般，在對TPS進行m相PSK調製(m為自然數)的情況下，倍乘電路38算出與差動檢波電路26輸出的各個副載波相對應的複數矢量的m倍乘，係數器39把相位平均電路29的輸出乘1/m倍。
通過以上的構成，在本實施例中，在CP的基礎上使用TPS來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差和碼元間的相位變動而進行校正，因此，與第一實施例相比，能夠降低由噪聲的影響所引起的誤差。第八實施例圖22是表示本發明的第八實施例中的OFDM信號解調裝置的構成的方框圖。而且，在圖22中，與圖5相同的部分使用相同的標號來表示。在該圖中，粗線的箭頭代表複數信號，細線的箭頭代表實數信號，為了簡化說明省略了在各個構成部件的動作中所需要的時鐘等一般的控制信號。
圖22所示的OFDM信號解調裝置使用TPS來進行載波頻率同步和CPE除去，與第一實施例相對照，增加倍乘電路38和矢量旋轉電路40。
其中，倍乘電路38算出與差動檢波電路26輸出的各個副載波相對應的複數矢量的倍乘，其運算結果被提供給相關性計算電路27和相位平均電路29。該倍乘運算消除了由TPS進行碼元間的差動2相PSK調製所引起的相位變動的180度的不確定性。相關性計算電路27算出倍乘電路38的輸出與傳輸CP的副載波和傳輸TPS的副載波中至少一方的配置信息的相關值，該相關值被提供給寬頻帶載波頻率誤差計算電路28。
另一方面，矢量旋轉電路40判定差動檢波電路26的輸出是否包含在由虛軸分割的複數平面區域的任一個區域中，根據該判定結果來把差動檢波電路26輸出的複數矢量的相位旋轉π，旋轉後的相位始終包含在相同的區域中，由此，消除了由對TPS進行碼元間的差動2相PSK調製所引起的相位變動的180度的不確定性，其輸出被提供給相位平均電路29。相位平均電路29在碼元內把與CP和TPS中至少一方相對應的矢量旋轉電路40的輸出相位進行平均，由此來確定CPE，其輸出被提供給相位變動校正電路30的第二輸入端。
一般，在對TPS進行m相PSK調製(m為自然數)的情況下，矢量旋轉電路40判定差動檢波電路26的輸出是否包含在由相位分割成m個的複數平面區域的任一個區域中，根據該判定結果來把差動檢波電路26的輸出複數矢量旋轉2π/m的整數倍，由此，旋轉後的相位始終包含在相同的區域中，通過以上的構成，在本實施例中，與第七實施例相同，在CP的基礎上使用TPS來算出副載波間隔單位的載波頻率誤差和碼元間的相位變動而進行校正，因此，與第一實施例相比，能夠降低由噪聲的影響所引起的誤差。
而且，在本發明的實施例中，相關性計算電路27和相關性計算電路37內部的功率計算可以算出振幅、實數部分與虛數部分的振幅之和等信號的大小。
在本發明的實施例中，相位平均電路29在碼元內把與CP和TPS中至少一方相對應的差動檢波電路26或者矢量旋轉電路40的輸出複數矢量進行平均，來算出其相位，由此，近似得出CPE。
在本發明的實施例中，寬頻帶載波頻率誤差計算電路28根據相關性計算電路27的輸出來判定載波頻率的同步狀態，當處於同步狀態時，停止副載波間隔單位的載波頻率誤差信號的輸出，如果在該同步判定中依靠與前面和後面相對的保護功能，就能防止由噪聲和衰減等影響所引起的誤動作。
在以上的說明中，以DVB-T標準的2k方式為例進行了說明，但是，在第一至第八實施例中，可以是傳輸用每個碼元相同的相位來調製在每個碼元相同頻率中所配置的副載波的集合的信號這樣的傳輸方式，在第七至第八實施例中，可以是傳輸對在每個碼元相同頻率中所配置的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號這樣的傳輸方式。
如上述那樣，本發明的OFDM信號解調裝置，使用在每個碼元相同頻率中所配置的導頻信號來算出副載波間隔單位的頻率誤差，由此，與現有例子相比，能夠縮短頻率同步的時間。
通過使用在每個碼元相同頻率中所配置的導頻信號來算出碼元間的相位變動來進行校正，就能消除由調諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
根據本發明，通過一種OFDM信號解調裝置，能夠進一步縮短頻率同步的時間，並且除去由調諧器的相位噪聲等所引起的CPE的影響。
權利要求
1．一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關性計算裝置，算出上述第一導頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率。
2．一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相位平均裝置，把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內進行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
3．一種解調正交頻分復用信號的裝置，該正交頻分復用信號包含在與每個碼元相同的頻率中所配置的第一導頻信號，其特徵在於，包括傅立葉變換裝置，通過把上述正交頻分復用信號進行傅立葉變換，而變換為頻率軸信號；差動檢波裝置，通過對上述傅立葉變換裝置的輸出進行碼元間差動檢波，來算出碼元間的變動；相關性計算裝置，算出上述第一導頻信號的配置信息與上述差動檢波裝置的輸出的相關性；寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，通過檢測上述相關性計算裝置的輸出的峰值位置，來確定副載波間隔單位的載波頻率誤差；寬頻帶載波頻率校正裝置，根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來校正載波頻率；相位平均裝置，把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置的輸出相位在碼元內進行平均，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動；相位變動校正裝置，從上述相位平均裝置的輸出算出每個碼元的校正矢量，根據上述校正矢量，來校正在全部副載波中共同的相位變動。
4．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與從上述差動檢波裝置輸出的複數矢量信號的相關性的大小。
5．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的複數信號的相關性的大小。
6．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的實數信號的大小的相關性。
7．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與把上述差動檢波裝置的輸出在碼元方向上進行平均的信號的大小同預定閾值進行大小比較而進行2值化的信號的相關性。
8．根據權利要求7所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置通過接收信號的大小來控制上述閾值。
9．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制進行從傳輸線路所輸入的正交頻分復用信號的頻帶變換的調諧器的本振頻率。
10．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來控制對基帶正交頻分復用進行正交解調的正交解調裝置的本振頻率。
11．根據權利要求1、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出來生成校正載波，把該校正載波乘以上述傅立葉變換裝置的輸入信號。
12．根據權利要求1所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出，使上述傅立葉變換裝置的輸出信號在頻率方向上移動，同時，校正依賴於保護期間長度而發生的碼元間的相位變動。
13．根據權利要求3所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述寬頻帶載波頻率校正裝置根據上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置的輸出使上述傅立葉變換裝置的輸出信號在頻率方向上移動。
14．根據權利要求2、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相位變動校正裝置被裝入檢波裝置，該檢波裝置根據各個副載波的調製方式來對上述傅立葉變換裝置的輸出進行檢波，在該檢波的同時，根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動。
15．根據權利要求14所述的正交頻分復用信號解調裝置，解調正交分頻復用信號，該正交分頻復用信號是在上述第一導頻信號的基礎上，傳輸在副載波碼元區域中分散並且周期配置的第二導頻信號，其特徵在於，上述檢波裝置根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，使用上述第二導頻信號來同步檢波各個副載波。
16．根據權利要求14所述的正交頻分復用信號解調裝置，解調正交分頻復用信號，該正交分頻復用信號是對數據信號進行碼元間的差動調製來傳輸的，其特徵在於，上述檢波裝置根據上述校正矢量計算裝置的輸出來校正全部副載波中共同的相位變動，同時，對各個副載波進行碼元間的差動檢波。
17．根據權利要求2、3任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相位平均裝置把與上述第一導頻信號相對應的上述差動檢波裝置輸出的複數矢量在碼元內進行平均，算出其相位，由此來確定在全部副載波中共同的相位變動。
18．根據權利要求3所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述相關性計算裝置包含上述相位平均裝置，算出由上述第一導頻信號的2值信號所產生的配置信息與從上述差動檢波裝置所輸出的複數矢量信號的相關，提供給上述寬頻帶載波頻率誤差計算裝置，同時，從由上述相關運算所得到的矢量的相位角度來確定在全部副載波中共同的相位變動，並提供給上述相位變動校正裝置。
19．根據權利要求1至18任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，上述第一導頻信號包含用每個碼元相同的相位來調製配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合的信號。
20．根據權利要求1、3至13、18任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進行m倍乘，提供給上述相關性計算裝置。
21．根據權利要求2、3、14至18任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括倍乘裝置，把上述差動檢波裝置的輸出進行m倍乘，提供給上述相位平均裝置；係數裝置，把上述相位平均裝置的輸出乘以1/m倍。
22．根據權利要求2、3、14至18任一項所述的正交頻分復用信號解調裝置，其特徵在於，當上述第一導頻信號包含對配置在每個碼元相同的頻率中的副載波集合進行m相PSK調製(m是自然數)的信號時，進一步包括矢量旋轉裝置，判定上述差動檢波裝置的輸出是否包含在由相位分成m個的複數平面區域的任一個區域內，根據該判定結果來把上述差動檢波裝置輸出的複數矢量旋轉2π/m的整數倍，由此，使旋轉後的相位始終包含在相同的區域中，然後，提供給上述相位平均裝置。
全文摘要
差動檢波電路26對FFT電路25的輸出進行碼元間差動檢波,相關性計算電路27算出差動檢波輸出與導頻傳輸用的副載波的配置信息的相關值,寬頻帶載波頻率誤差計算電路28從相關值的峰值位置算出副載波間隔單位的頻率誤差,從而,載波頻率校正電路23校正載波頻率。相位平均電路29把與導頻傳輸用的副載波相對應的差動檢波輸出的相位進行平均,由此,相位變動校正電路30校正在全部副載波中共同的相位變動。本發明使載波頻率同步時間較短,同時消除了由調諧器的相位噪聲等所引起的全部副載波中共同的相位變動的影響。
文檔編號H04L5/06GK1236513SQ98801089
公開日1999年11月24日 申請日期1998年7月30日 優先權日1997年7月31日
發明者林健一郎, 木村知弘, 影山定司, 原田泰男, 木曾田晃, 曾我茂, 坂下誠司 申請人:株式會社高級數位電視廣播系統研究所, 松下電器產業株式會社