一種上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法
2023-10-09 01:00:29 1
專利名稱：一種上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法
技術領域：
本發明屬於正交頻分復用(OFDM)移動通信技術領域，特別涉及上行正交頻分復用通信系統中的盲頻率同步方法。
背景技術：
正交頻分復用(OFDM)技術是第四代移動通信系統中的核心技術之一。OFDM系統性能受到載波頻偏的影響，尤其是上行OFDM系統，對載波頻偏比較敏感，因此載波頻率同步是OFDM系統中的一項關鍵技術。
《國際電子與電氣工程師協會通信學報》(IEEE Transactions on Communications，Volume.45，Issue 12，pp.1613-1621，Dec.1997)提出了一種OFDM信號載波頻率同步的方法，但該方法需要發送端發送已知信號，增加了額外開銷，降低了數據傳輸速率。
《國際電子與電氣工程師協會信號處理快報》(IEEE Signal Processing Letters，Volume11，Issue 2，pp.83-85，Feb.2004)發表了一種OFDM系統的盲頻率同步方法，但該方法僅對下行OFDM信號進行了分析，僅能應用於下行OFDM系統中。
《國際電子與電氣工程師協會無線通信信號處理研討會》(IEEE Workshop on SignalProcessing Advances in Wireless Communication，Volume 24，pp.166-169，Sep.1999)提出了一種應用於上行OFDM系統中的盲頻率同步方法，但該方法的殘留頻差較大，需要進一步的頻率精同步處理。
技術內容本發明提出一種上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法，利用上行OFDM信號的周期平穩特性，達到頻率同步，不需要發送端發送任何已知信號，避免了額外開銷。
本發明上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法，在發送端，各用戶採用相同的成形濾波器，並為接收端所知；在接收端，接收到的信號先被緩存起來；當緩存的正交頻分復用符號達到一定數量時，計算出這段符號的各周期頻率的周期自相關；粗頻偏估計過程根據周期自相關函數進行各用戶的粗頻偏估計；精頻偏估計過程基於粗頻偏估計的結果，進行各用戶的精頻偏估計；其特徵在於在粗頻偏估計過程中，應用旋轉不變技術信號參數估計算法，對於每一個周期頻率的周期自相關，各求得一組粗頻偏估計，平均後得到各用戶的粗頻偏估計；在精頻偏估計過程中，對每一個用戶，以該用戶的粗頻偏估計值為中心，基於一定的步長，在其左右選擇一組頻偏值；結合接收信號和選擇出的一組頻偏值，構造出一組新信號；計算出該組新信號的各周期頻率的共軛周期自相關函數；根據共軛周期自相關函數的幅度方差和相位方差，計算出該組新信號的優化目標函數的值；找到這些優化目標函數的最小值，結合該組新信號構造方法找到對應最小優化函數的頻偏值，即該用戶的精頻偏估計；判斷所有用戶的精頻偏估計是否全部完成，若沒有全部完成，則進行下一個用戶的精頻偏估計；若所有用戶的精頻偏估計都已完成，則將各用戶的精頻偏估計值合併，得到上行正交頻分復用信號的精頻偏估計。
本發明中，粗頻偏估計的原理如下上行正交頻分復用系統的第i個用戶的發送信號可表示為xi[n]=l=-si,lg[n-lP]ej2iN(n-lP)---i
---(1)]]>其中N為子載波個數；U為用戶個數；P為符號周期長度；si，l是第i個用戶在第l個符號周期的信息比特；g[n]是脈衝成形濾波器； 是用戶i所用的子載波。
接收信號可以表示為 其中，Pi、fi、i和ni分別表示第i個用戶的功率、頻偏、初始相位和時延，v[n]是加性高斯噪聲。
接收信號的周期自相關函數為Crr*[k,]=s2i=0U-1Piej2ie-j2niPkG[k,]+Cvv*[][k]---(3)]]>其中i=fi+iN,G[k,]=1Pp=0P-1l=-g[n-lP]g[n-lP-]e-j2kPn.]]>G[k，τ]由成形濾波器g[n]決定，是一個已知量。周期頻率為k/P，0≤k≤P-1。
G[k，τ]的影響可以通過將(3)式兩邊同乘以G-1[k，τ]來消除。對(3)式進行處理，可以得到M[k,]=i=0U-1Piej2ie-j2niPk+1s2Cvv*[]G-1[k,][k]---(4)]]>對每一個固定的k，即每一個固定的周期頻率k/P，有
Mk[]=i=0U-1dk[i]ej2i+1s2Cvv*[]Gk-1[][k]---(5)]]>其中，dk[i]=Pie-j2niPk.]]>由於k是固定值，所以dk[i]只隨i變化。應用旋轉不變技術信號參數估計(ESPRIT)算法，將dk[i]看作諧波幅度，對於每一個k可得到一組諧波頻率的估計值^k=[0k,1k,...U-1k].]]>最終的頻偏估計值可由P組估計值^k,k=0,...,P-1,]]>求平均得到^=1Pk=0P-1^k=[0,1,...U-1]---(6)]]>由於各用戶所用的子載波已知，所以根據 由關係式i=fi+iN]]>就可得到粗頻偏估計 這種方法完全利用接收信號的周期平穩性，不需要發送端發送導頻或訓練序列等已知序列，減小了開銷，提高了數據傳輸速率。且由(5)式可見，利用了k≠0時的周期自相關值，可以避免噪聲的幹擾。
粗頻偏估計得到了一個初始的頻偏估計值，在其周圍進行搜索，可以找到精確的頻偏值。
本發明中，周期自相關函數的求取原理如下 其中L是用來進行估計的接收符號個數。
本發明中，用戶m，m∈
的精頻偏估計的原理如下由接收信號r(n)和頻偏值 構造一個新的信號r(n)=r(n)e-j2^mn---(8)]]>求得該信號的共軛自相關crr[n,]=PmQ(m)e-4iN(nm+lP)g(n,,nm)+i=0imU-1PiQ(i)e-4iN(ni+lP)g(n,,ni)+ej^m(2-4n)cvv[]---(9)]]>其中， 如果估計值準確，即^m=m,]]>則有
+s2i=0imU-1PiQ(i)e-4iN(ni+lP)g(n,,ni)+ej^m(2-4n)cvv[]---(10)]]>其中，用戶m對應的自相關項的周期為P，其他用戶對應的自相關項的周期為函數 的周期。求r′(n)的周期為P的共軛周期自相關函數，在k≠0時就可以完全消除其他用戶的幹擾 令 其中，W[k,]=1s2i=0imU-1Cxixi[k,][k]G-1[k,]+1s2cvv[][k]G-1[k,]]]>是幹擾和噪聲項。則該共軛周期自相關函數的幅度和相位分別為|Mr′r′[k，τ]|＝Pm， 幅度|Mr′r′[k，τ]|由用戶功率Pm決定，在Pm一定的情況下是一個確定值，而對於某一個固定的k，相位arg(Mr′r′[k，τ])也是一個確定值，所以可以將優化目標函數定義為幅度方差和相位方差的函數f(~m)=f(var(|Mrr[k,]|),k=0P-1var(arg(Mrr[k,]))),]]>其中幅度方差var(|Mr′r′[k，τ]|)和相位方差 與優化目標函數都成單調增加關係。在仿真中，令優化目標函數為兩個誤差的調和平均，即f(^m)=11var(|Mrr[k,]|)+1k=0P-1var(arg(Mrr[k,]))---(13)]]>令使優化目標函數 最小的 即為用戶m的精頻偏估計。m取
不同的值，可以得到U個用戶的精頻偏估計，合併各用戶的精頻偏估計值，就得到上行OFDM信號的精頻偏估計。
與現有技術相比較，本發明不需要發送端發送任何已知信號，有效地利用了上行OFDM信號的各周期頻率的周期平穩函數，得到了各用戶的頻率粗同步；針對每個用戶，以其粗頻偏估計值為中心，在左右選取了一些頻偏值，結合接收信號，構造了一組新信號，求出這些新信號的共軛周期函數，計算這些共軛周期函數的優化目標函數，求出最小目標函數值，找到對應的頻偏，完成該用戶的頻率精同步。本發明對頻偏的估計具有很高的精度，能避免噪聲的幹擾，且不需要為頻率同步額外增加開銷。
附圖1為本發明實施例的上行OFDM盲頻率同步系統實現框圖。
附圖2為信噪比與估計均方誤差關係的仿真曲線。
附圖3為符號個數與估計均方誤差關係的仿真曲線。
具體實施例方式以下結合
本方法的實施例。
實施例1本實施例中使用的OFDM系統Symbol周期長度為16，子載波個數為16，用戶數為5。各用戶的頻偏、時延、相移和功率分別為n＝
，f＝[-0.451，0.115，-0.37，0.126，-0.174]，＝[1，1.5，-0.4，0.6，-1.7]，P＝
。信息數據是獨立不相關的二進位相移鍵控(BPSK)數據，其方差為s2=1,]]>噪聲為功率譜密度為σv2的零均值高斯白噪聲，信噪比定義為SNR=10log(s2/v2).]]>所有的結果都是基於對l＝200次Monto Carlo試驗的平均。性能指標取為均方誤差(MSE)，定義為1IUi=0I-1||f^(i)-f||2.]]>在接收端，本實施例的上行OFDM盲頻率同步系統實現框圖如圖1所示模塊2為信號存儲模塊，對接收到的基帶數位訊號1進行緩存，當緩存的信號達到一定數量的OFDM符號時，周期自相關函數生成模塊3開始按公式(7)計算出這段OFDM符號的周期自相關函數4；粗頻偏估計模塊5應用旋轉不變技術信號參數估計(ESPRIT)算法，根據公式(5)，對每一個固定的周期頻率，求出一組頻偏估計值，按公式(6)求平均，再消除已知的各用戶子載波的影響，就可得到各用戶的頻偏估計，即上行OFDM信號的粗頻偏估計6；頻率選擇模塊7根據一定的步長，對每一個用戶，以該用戶的粗頻偏估計值為中心，基於一定的步長，在其左右選擇一組頻偏值8；新信號生成模塊9結合這一組頻率和基帶數位訊號1，根據公式(8)生成一組新信號10；共軛周期平穩函數生成模塊11分別計算出這些新信號的共軛周期平穩函數12；優化目標函數生成模塊13根據公式(13)計算出這些共軛周期平穩函數的優化目標函數14；最小值判斷模塊15判斷出最小的優化目標函數16；精頻偏估計模塊17聯合新信號的生成和最小優化目標函數，找到對應的頻偏，即該用戶的精確的頻偏估計；用戶判斷模塊18判斷是否所有的用戶都完成了精頻偏估計過程(模塊7-17)，若無，則下個用戶進行精頻偏估計過程，若已得到所有用戶的精頻偏估計，則進入合併模塊19；合併模塊合併所有用戶的精頻偏，得到上行OFDM信號的精頻偏估計。
附圖2給出了信噪比與估計均方誤差關係的仿真曲線，該圖為Bolcskei方法、粗頻偏估計方法和精頻偏估計方法的均方誤差性能隨SNR變化的比較圖圖中橫軸表示SNR的值，單位為分貝(dB)，範圍為0-25dB，縱軸表示對應的均方誤差；曲線A為Bolcskei方法的頻偏估計隨SNR變化的均方誤差曲線，曲線B為粗頻偏估計隨SNR變化的均方誤差曲線，曲線C為精頻偏估計隨SNR變化的均方誤差曲線。Bolcskei方法的均方誤差隨SNR變化基本不變，保持在10-2-10-3之間；粗頻偏估計方法在低信噪比0-5dB和高信噪比20-25dB，均方誤差有小幅度降低，整體上均方誤差隨SNR變化較小，保持在10-3-10-4之間；精頻偏估計方法在低信噪比0-5dB和高信噪比20-25dB，均方誤差有較大幅度降低，尤其是在高信噪比20-25dB情況下，均方誤差達到10-4-10-5之間，精度較高。且隨SNR的升高，精頻偏估計比粗頻偏估計的性能增益增大。
附圖3給出了符號個數與估計均方誤差關係的仿真曲線，該圖為Bolcskei方法、粗頻偏估計方法和精頻偏估計方法的均方誤差性能隨OFDM符號數變化的比較圖圖中橫軸表示OFDM符號個數，範圍為10-110，縱軸表示對應的均方誤差；曲線D為Bolcskei方法的頻偏估計隨符號個數變化的均方誤差曲線，曲線E為粗頻偏估計隨符號個數變化的均方誤差曲線，曲線F為精頻偏估計隨符號個數變化的均方誤差曲線。Bolcskei方法的均方誤差隨符號個數增加變化較小，略有降低趨勢，保持在10-2左右；粗頻偏估計方法隨著符號個數的增加，均方誤差降低較快，由10-2-10-3之間降低到10-3-10-4之間；精頻偏估計方法在符號個數較小時，性能與粗頻偏估計方法接近，但隨著符號個數的增加，其均方誤差降低更快，符號個數達到100-110時，均方誤差降低到10-4-10-5之間，具有較高的精度。
本發明提供的基於周期平穩特性的上行OFDM信號盲頻率同步方法，首先存儲一段OFDM符號，根據存儲的符號計算出各周期頻率下的周期自相關函數，對於每一個周期頻率，求出各用戶的粗頻偏估計，對各個周期頻率下的粗頻偏估計求平均，就獲得各用戶的粗頻偏估計，即上行OFDM信號的粗頻偏估計；精頻率同步過程是每個用戶分別進行的，對每一個用戶，以該用戶的粗頻偏估計值為中心，在其左右選擇一組頻偏值，結合接收端接收到的基帶信號，構造出一組新信號，求出這些信號的各周期頻率的共軛周期自相關函數，計算優化目標函數，找到最小的優化目標函數值，其對應的頻偏就是該用戶的精頻偏估計；合併各用戶的精頻偏估計，就得到上行OFDM信號的精頻偏估計。本發明採用的頻率同步算法不需要發送端發送已知序列，減少了系統開銷，提高了信息傳送速率；且具有很好的抗噪特性，在低信噪比情況下也能獲得較好的性能。
權利要求
1.一種上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法，在發送端，各用戶採用相同的成形濾波器，並為接收端所知；在接收端，接收到的信號先被緩存起來；當緩存的正交頻分復用符號達到一定數量時，計算出這段符號的各周期頻率的周期自相關；粗頻偏估計過程根據周期自相關函數進行各用戶的粗頻偏估計；精頻偏估計過程基於粗頻偏估計的結果，進行各用戶的精頻偏估計；其特徵在於在粗頻偏估計過程中，應用旋轉不變技術信號參數估計算法，對於每一個周期頻率的周期自相關，各求得一組粗頻偏估計，平均後得到各用戶的粗頻偏估計；在精頻偏估計過程中，對每一個用戶，以該用戶的粗頻偏估計值為中心，基於一定的步長，在其左右選擇一組頻偏值；結合接收信號和選擇出的一組頻偏值，構造出一組新信號；計算出該組新信號的各周期頻率的共軛周期自相關函數；根據共軛周期自相關函數的幅度方差和相位方差，計算出該組新信號的優化目標函數的值；找到這些優化目標函數的最小值，結合該組新信號構造方法找到對應最小優化函數的頻偏值，即該用戶的精頻偏估計；判斷所有用戶的精頻偏估計是否全部完成，若沒有全部完成，則進行下一個用戶的精頻偏估計；若所有用戶的精頻偏估計都已完成，則將各用戶的精頻偏估計值合併，得到上行正交頻分復用信號的精頻偏估計。
全文摘要
本發明上行正交頻分復用信號的盲頻率同步方法，特徵是求出接收信號的各周期頻率的周期自相關函數，針對每個周期頻率，求出一組多用戶的粗頻偏估計，對多組粗頻偏估計值求平均，得到上行正交頻分復用信號的粗頻偏估計；對每一個用戶，以該用戶的粗頻偏估計值為中心，在其左右選擇一組頻偏值；這組頻偏值與接收端接收到的基帶信號結合，構造出一組新信號，計算出該組新信號的共軛周期平穩函數後，求出對應的優化目標函數，找到最小的優化目標函數，其對應的頻偏值就是該用戶的精頻偏估計；合併所有用戶的精頻偏估計，就得到上行正交頻分復用信號的精頻偏估計。本發明採用的頻率同步算法精度較高，不需要增加發送端額外開銷，而且有很好的抗噪特性。
文檔編號H04L27/26GK1838654SQ20051003858
公開日2006年9月27日 申請日期2005年3月24日 優先權日2005年3月24日
發明者花夢, 朱近康 申請人:中國科學技術大學