雷達物位計量系統的製作方法
2023-09-15 06:32:25 4
專利名稱：雷達物位計量系統的製作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種使用電磁波來確定到罐中的產品的表面的距離的雷達物位計。
背景技術：
自從在20世紀70年代和20世紀80年代將雷達物位計量作為商品開發以來，調頻連續波(frequency modulated continuous wave, FMCff)已經成為用於高精度應用的主測量原理。FMCW測量包括向罐中發射在大約為幾GHz的頻率範圍內掃頻的信號。例如，信號可以在25-27GHZ或者9. 5-1 IGHz的範圍內。發射的信號被罐中的容納物的表面(或者被任何其他阻抗轉變)反射，而延遲了一定時間的回波信號返回到物位計。回波信號與發射信號混頻以產生混頻信號，該混頻信號的頻率等於發射信號在時間延遲期間發生的頻率變化。由於線性掃頻，該差頻——也稱為中頻(IF)——與到反射表面的距離成比例。混頻信號通常稱為IF信號。 儘管目前的FMCW系統的精度很高，但是其功耗較大，這使得FMCW系統不太適合用於功率受限的應用。這些應用的示例包括通過雙線接口供電的現場設備，例如4-20mA的迴路，也包括由內部電源(例如，電池或太陽能電池)供電的無線設備。各種方法都能夠用於減少電力損耗。在同一實用新型人的US 12/981 995中，介紹了一種新的功耗較低的測量原理，該方法包括發射一系列具有恆定載波頻率的脈衝，每個脈衝與傳播時間相比很長(例如，與大約Ius的十分之一的傳播時間相比,脈衝持續時間大約為IOii s至100ms)。因此,該方法稱為多頻脈衝波(Multiple Frequency Pulsed Wave, MFPW)。測量周期中的不同載波頻率的數量不足以提供連續的IF信號，或者甚至不足以用在所謂的「步進式」或「離散式」 FMCW系統中實現的方法來提供IF頻率的近似。取而代之，根據特定的頻率方案選擇一小組頻率，並且針對每個頻率確定接收到的脈衝的相移。確定到表面的距離的處理包括建立相位隨著發射頻率的變化(見圖I)。線A表示初始距離估計，而線B表示更新的估計。理論上，僅需要兩個值(點X)來確定變化率(線B的斜率)，而實際上可能需要更多的樣本，例如，5至20個樣本。在更複雜的回波條件期間或在啟動期間，可能需要幾百個樣本。自然地，從電力節約的觀點來看，理想的是用儘可能少的樣本來提供高精度和可靠性。在不需要很多樣本的情況下提高精度的一種方法是確定到表面的距離的「粗略近似值」，在確定精確的距離測量時，將該估計值用作起始點。
實用新型內容基於以上描述，本實用新型的目的是提供一種使用具有比傳播時間長的恆定頻率的脈衝的、改善的雷達物位計量系統，該系統能與現有測量無關地提供粗略距離估計。根據本實用新型的第一方面，這些和其他目的通過使用用於確定到保存在罐中的產品的表面的距離的方法來實現。該方法包括形成作為不同載波脈衝的脈衝串的發射信號，這些載波脈衝具有大於I微秒且短於100毫秒的持續時間，每個脈衝圍繞限定的中心頻率進行頻率調製；向表面發射該發射信號；接收在表面處反射的電磁返回信號；在第一信道(I信道)將返回信號與發射信號混頻，並且在第二信道(Q信道)將返回信號與相移90度的發射信號混頻，以提供兩個IF(中頻)信號；對IF信號進行濾波，以提供與調製頻率的第一選定諧波對應的已濾波信號；將每個信道的已濾波信號與調製頻率的第一選定諧波混頻，以提供兩個初級幅度值(I和Q);基於初級幅度值計算(步驟S5)接收到的每個不同脈衝關於所發射的每個相應不同脈衝的實際相位屬性，並基於實際相位屬性確定距離測量值；對IF信號進行濾波，以提供與調製頻率的第二選定諧波對應的已濾波信號，將每個信道的已濾波信號與調製頻率的第二選定諧波混頻，以提供兩個次級幅度值(I和Q);以及基於初級幅度值和次級幅度值之間的關係提供距離的近似值。根據本實用新型的第二方面，這些和其他目的通過雷達物位計量系統來實現，該雷達物位計量系統用於確定到保存在罐中的產品的表面的距離，該系統包括收發器，該收 發器用於發射由不同載波脈衝的脈衝串形成的電磁發射信號，不同載波脈衝具有大於I微秒且小於100毫秒的持續時間，每個脈衝圍繞給定的中心頻率被頻率調製，並且該收發器用於接收在表面處反射的電磁返回信號；一組射頻(RF)混頻器，該一組RF混頻器用於在第一信道(I信道)將返回信號與發射信號混頻以及在第二信道(Q信道)將返回信號與相移90度的發射信號混頻，以提供兩個IF(中頻)信號；第一組濾波器，用於對IF信號進行濾波，以提供與調製頻率的第一選定諧波對應的已濾波信號；第一組IF混頻器，用於將每個信道的已濾波信號與調製頻率的第一選定諧波混頻，以提供兩個初級幅度值(I和Q);第二組濾波器，用於對IF信號進行濾波，以提供與調製頻率的第二選定諧波對應的已濾波信號；第二組IF混頻器，用於將每個信道的已濾波信號與調製頻率的第二選定諧波混頻，以提供兩個次級幅度值(I和Q);以及，處理電路，該處理電路被連接為接收來自IF混頻器的輸出，並且該處理電路適於基於初級幅度值計算接收到的每個不同脈衝關於所發射的每個相應不同脈衝的實際相位屬性，並基於實際相位屬性確定距離測量值，以及基於初級幅度值和次級幅度值之間的關係，提供距離的近似值。因此，物位計量包括到表面的距離的近似值。該近似值通過把IF信號的第一諧波的幅度與IF信號的第二諧波的幅度相關聯來確定。發射信號的頻率調製引入了距離依賴性。在兩個獨立的信號路徑(串聯或並聯)中使用已調製信號的兩個不同諧波，以提供表示不同距離依賴性的兩個不同值。通過比較這兩個值，例如，用一個除以另一個，並形成它們之間的商，就可以提供到表面的距離的粗略近似值。每個諧波本質上代表一個給定距離範圍。通過確定接收到的在兩個或更多個諧波中的功率，並把它們彼此相關聯，就可以估計距離。距離依賴性可以取決於調製以及其他參數而非常不同，並且，可對距離依賴性進行選擇以適應於應用。例如，如在US申請12/981 995中所公開的，在提供更準確的距離測量的處理中，可以使用多個脈衝的IF信號的實際相位，該申請通過引用結合於此。根據一種方法，近似的距離用作精確距離確定中的輸入，例如，以改善用於多個相位屬性的統計分析，從而使得能夠更靈敏、更可靠地測量距離。可替換地，粗略近似值可以用作精確測量值的後處理驗證。如果粗略近似值和精確距離測量值明顯的不同，則應該獲得新的精確距離測量值。
下面將參考附圖更詳細地描述本實用新型，附圖示出了本實用新型的當前優選實施例。圖I是示出了相位與發射頻率之間的關係的曲線圖。圖2是安裝在罐上的雷達物位計的示意性的框圖。圖3是根據本實用新型第一實施例的在圖I中的收發器的更詳細的框圖。圖4示出了載波的頻率調製。 圖5是根據本實用新型實施例的方法的流程圖。圖6示出了正弦調製的前五個諧波。圖7示出了三角調製的偶數頻調(tone)的傅立葉係數。
具體實施方式
在本說明書中，主要參考具有用於輻射和捕捉電磁信號的自由傳播天線的雷達物位計系統來對本實用新型的實施例進行描述。應當注意，這絕不限制本實用新型的範圍，這能夠等同地應用於其他信號傳播設備，包括其他自由傳播天線(例如杆狀天線、接線天線、固定或可移動的拋物面天線或錐形天線)以及波導(例如靜止管、傳輸線或探針，該探針例如單線探針(包括所謂的Goubau探針)、雙線探針或同軸探針)。圖2示意性地示出了根據本實用新型實施例的雷達物位計系統1，該雷達物位計系統I包括測量電子單元2和信號傳播器件，信號傳播器件在此是喇叭天線3。雷達物位計系統I設置在罐5上，罐5部分地裝有待計量的產品6。在圖2中圖示的情況下，產品6是固體(例如晶粒或塑料顆粒)，其中，該固體是公知的代表需要雷達物位計系統的較高測量靈敏度的較難應用。通過分析由天線3向產品6的表面7輻射的發射信號St和從表面7傳播回來的回波信號SK，測量電子單元2可以確定參考位置與產品6的表面7之間的距離，從而可以推斷出充裝高度L。應當注意，儘管在本文中討論了容納單一產品6的罐5，但是，可以用類似的方式測量到放置在罐5中的任何材料界面的距離。如圖2中示意性地示出的，電子單元2包括用於發射並接收電磁信號的收發器10，該收發器10經由波導9連接到天線3。單元2還包括處理電路11，該處理電路11連接到收發器10，以控制收發器以及處理收發器所接收到的信號，從而確定罐5中的產品6的充裝高度。處理電路11還連接到存儲器12，存儲器12存儲物位計I的工作所需的任何軟體並且還提供在工作期間使用的隨機存取存儲器(RAM)。處理電路11還能夠經由接口 14連接到用於模擬和/或數字通信的外部通信線13。例如，通信接口 14和外部控制站(未示出)之間的通信可通過雙線接口來提供，該雙線接口具有向控制站發射測量結果和接收用於物位計I的工作的功率的組合功能。根據由處理電路11確定的測量結果來調節線中的電流。可替換地，物位計可使用例如無線HART協議與控制站進行無線通信，並且，物位計可使使用具有電池的本地電源或用於自主工作的、具有乾淨能源的其他裝置。[0029]儘管在圖2中示出為獨立的框，但是，收發器10、處理電路11以及接口 12中的幾個可以被設置在同一電路板上。圖3示意性地示出了適合用於實現本實用新型實施例的示例性的收發器10。信號發生器20被布置為產生具有很好限定並精確控制的載波頻率的載波脈衝。精度的偏差應該小於1/1000，並且優選地小於1/10000或更好。這可以用反饋控制系統來實現，並且信號發生器可以包括例如鎖相迴路一PLLo在本文中所討論的示例中，假設脈衝持續時間為大約2ms，但是，明顯更短的脈衝一例如Us量級的脈衝一也是可能的。應當注意，在罐計量上下文境中，如這裡所提到的，持續時間在U s或ms量級的脈衝太長而不能使用時域反射測量脈衝的距離，S卩，不能接收反射脈衝並確定其飛行時間。因此，根據本實用新型的脈衝比傳統脈衝雷達物位計中的脈衝更長，傳統的脈衝雷達物位計中的典型的脈衝持續時間為ns量級。脈衝的平均功率可以在在nW或ii W的範圍內。但是，佔空比——即，脈衝與這些脈衝之間的間隔之間的關係——應該限制為小於50%，並且，優選地明顯小於例如5%或者甚至1%或者更少。與傳統的FMCW相比，這意味著可以用相對較高的功率發射脈衝，而不增加測量周期的平均功率。脈衝通常是雷達脈衝，其載波頻率在GHz的範圍內。頻率範圍可以大約為工作頻率的10%，例如可以在25GHz至27GHz之間或者在9. 5GHz至IlGHz之間。優選地可以基於罐中普遍的條件來確定頻率的數量N。脈衝持續時間、佔空比以及PLL的頻率由處理器11控制(見圖2)。PLL 20連接到調製器21，調製器21被布置成對來自PLL 20的脈衝進行頻率調製。調製可以是各種類型的，包括周期調製(例如三角或正弦調製)或隨機調製(噪聲等)。在周期調製的情況下，每個發射脈衝中優選地包括整數個調製周期，並且，調製優選地在鎖定位置處開始(例如，對每個脈衝，在零處開始)。隨機調製優選地是偽隨機調製。在所示出的情況下，假設調製是周期的，調製頻率為fm。圖6中示出了已調製載波的頻率變化。應該根據脈衝持續時間來選擇調製頻率以確保每個脈衝中包括完整數量的調製周期(Pnwd)。在本示例中，其中，脈衝長度是ms量級,調製頻率應該是kHz量級,例如可以是IOkHz。對於在10 ii s至IOOms範圍內的脈衝持續時間，調製頻率應該大約是幾千赫到一兆赫。參考圖4，調製具有被選擇為引入載波頻率(調製持續時間)的變化5 f的幅度，該幅度明顯小於測量的預定頻率範圍。如所提到的，在頻率方案中使用的載波頻率的預定範圍是大約1GHz，因此，合適的調製寬度Sf可以是MHz量級。提供循環器22或例如威爾金森功率分配器(Wilkinson Power Divider, WPD)的功率分配器，以將來自信號調製器21的信號定向到罐5中的天線3並且將來自天線3的返回信號定向到收發器10的接收部分。接收部分包括一個或幾個RF混頻器，以將返回信號與發射信號混頻。RF混頻可以是零差混頻(homodyne mixing)，S卩，返回信號直接與發射信號混頻，但是，返回信號也可以用來與經延遲的發射信號混頻。在所示出的情況，接收部分包括兩個信道，同相信道⑴和正交信道(Q)，每個信道包括混頻器23a、23b。第一混頻器23a被提供有直接來自PLL 20 (I信道)的發射脈衝。第二混頻器23b被提供有來自PLL 20的、經由90度相移器24 (Q信道)的發射脈衝，該90度相移器24布置在調製器21和混頻器23b之間。來自混頻器23a、23b的輸出不是DC電平信號，而是包括調製頻率fm和調製頻率fffl的諧波在內的IF(中頻)信號。接收器還包括兩組帶通濾波器，分別為濾波器25a、25b和濾波器26a、26b，每組濾波器被布置成濾波出期望的頻率組成。來自每個RF混頻器23a、23b的輸出連接至每組濾波器中的一個濾波器，以從每個信道(I和Q)濾波出兩個不同的頻率組成(初級頻率組成和次級頻率組成)。如下面討論的，期望的頻率組成可以是的第一諧波之一。濾波後的信號經放大器27放大。然後，每組濾波器連接到一組IF混頻器，分別為混頻器28a、28b以及混頻器29a、29b。這些混頻器也經由兩個乘法器31和32接收作為輸入的來自調製器21的調製頻率fm。對應於濾波器25a、25b已經濾波出的諧波，乘法器31適用於提供調製頻率fm的M倍放大，而對應於濾波器26a、26b已經濾波出的諧波，乘法器32適用於提供調製頻率fm的N倍放大。例如，如果已經選擇了第一和第二諧波，則M = 2和N = 3。根據一個實施例,濾波器25a、25b、26a、26b以及乘法器31、32是可變的，以使得能夠選擇期望的頻率組成。但是，在一些情況下，濾波器25a、25b、26a、26b由硬體確定並且是不可變的。在這樣的情況下，調製頻率fm、調製寬度Sf和因數N是可變的，以實現期望的濾波。濾波器的實際實現在很多情況下可以是數字的並可以與混頻器相結合。來自混頻器25a、25b、26a、26b的輸出是DC電平信號，以表不用於每個信道的初級相位值和次級相位值。這些值中的每個被饋給一系列的處理元件，包括低通濾波器33、放大器34、積分器35和A/D轉換器36。濾波器33和放大器34改善了雷達物位計系統的信噪比。低通濾波器33優選地具有與脈衝寬度的倒數對應的帶寬。換言之，如果脈衝的持續時間是2ms，則合適的濾波器是500Hz寬。因此，可以將更長的脈衝用於以損失平均功率為代價來提高靈敏度(較小的帶寬)。但是，如果期望小的佔空比，則為了實現低的平均功耗，應該將脈衝保持為適當的短，因此，與傳統的FMCW相比，低通濾波器33的帶必須更寬(靈敏度更低)。積分器35適用於在脈衝長度上對信號進行積分。這些元件的順序(特別是A/D轉換器的放置)通過組件的選擇——即，組件是模擬組件還是數字組件——來控制。數字輸出被提供給用於存儲和處理的處理器11，這將在下面描述。應當注意，在圖3中圖示的收發器的拓撲結構(在該拓撲結構中，具有兩個並聯的接收信道(I和Q)，每個信道被分成兩個並聯路徑(N-濾波器和M-濾波器))不應該被視為本構思的限制。例如，同樣有用的替換可以是以相繼的方式提供初級相位值和次級相位值，即，每個信道僅具有一個濾波路徑，並且交替地設置這個路徑。在圖3中，意味著有僅僅兩組濾波器25、26，放大器26、27，混頻器28、29以及處理元件33-36，而不是四組。實際上，相繼方法也可由混頻器23a、23b用於RF混頻，以甚至進一步減少組件的數量，其代價是提高了每次測量中的脈衝的數量。根據調製器21引入的頻率調製類型(正弦、三角、隨機等)，混頻器23a、23b輸出的IF信號將具有距離依賴性並將被擴展到不同的諧波。、[0051]如果發射信號具有調製寬度為5 f的正弦調製，則零差混頻之後的接收信號可通過貝塞爾函數描述為圖6中圖示的fm的諧波。貝塞爾函數中的自變量是X = 2 JihS f/c，其中，h是到反射表面的距離，c是在真空中的光度。隨著距離h不斷變大(從而增加了 X)，接收到的信號擴展至更多諧波。如果，例如，調製寬度S f是15MHz，距離h是10m，則自變量X將是 2. 0，並且，在fm時會出現最多接收信號。JUX)的距離依賴性(X小於2)具有與傳統FMCW-系統中的高通濾波一樣的特點，即，通過使幅度的距離依賴性抵消1/h依賴性以減少動態範圍 20dB。如果使用固定的S f，其將會限於8-lOMHz，以測量高達20-25m而不損失過多幅度，這通過將功率擴展到過多其他諧波來實現。也可以挑選出第二諧波2fm，這能夠有效地用於抑制近的回波並且使得12-15MHZ的調製寬度能夠應用於20-25m。調製寬度是能夠根據所使用的距離間隔進行調整的。取決於調製的類型，對於不同安裝調製寬度可以不同，或者在測量中可調節調製寬度。正弦調製的替代是具有不同屬性的三角頻率調製，並且可以比正弦調製更有效。圖7中示出了在三角調製的所得到的用於偶數諧波(2fm、4fm，等)的傅立葉係數。用於1、3等的係數與用於2、4等的係數非常相似，但是，峰值在偶數諧波的峰值之間。峰值都接近於1，因此，如果濾波出最接近的諧波，則幾乎使用所有的信號功率。自變量X與上面的相同，因此，在三角調製的情況下可以使用較寬的8 f。在50MHz的調製寬度處，在上面圖表中的所有坐標軸(0 < X < 20)對應於0-30m的距離。對於50MHz的調製帶寬，可以在不減少接收的信號的情況下將譜密度減少17dB。對於長脈衝，這個減少仍然保持。用於相同功率的更低的譜密度可以用於提高功率。通過在兩個獨立的處理中確定兩個不同諧波的幅度，並把它們相互比較，就可以提供距離的粗略估計。例如，在圖6中，很清楚，如果前兩個諧波的幅度相同(即，商是1)，則X比2稍微大。根據X的已知值，可使用上面的關係計算距離h。下面將參考圖5進一步描述圖2和3中所示出的雷達物位計的操作，特別是處理，以及特別是提供了距離近似值的處理。首先，在步驟SI中，所確定的持續時間(例如2ms)的脈衝，由PLL 20來產生並作為信號ST由天線3發射到罐中。在步驟S2中，發射的電磁信號ST被罐5中的阻抗轉變反射，該阻抗轉變包括在罐5中包含的產品6的表面7，並且，發射的電磁信號ST由天線3作為返回信號SR返回至收發器10。通過在收發器10的接收器側中的兩個信道(I和Q)來接收返回信號SR。在步驟S3中，返回信號SR與在混頻器23a和/或23b中的發射信號混頻，以形成IF信號。然後，在步驟S4-S5中，確定IF信號的兩個不同諧波的幅度(在所示出的示例中，來自混頻器28a和29a的已處理的輸出，或者可替換地，來自混頻器28b和29b的已處理的輸出)。最後，在步驟S6中，這兩個幅度相互比較以確定粗略的距離近似值。如上所述，一種有用的關係簡單地是兩個幅度之間的商。基於兩個諧波的距離依賴性的知識，這個商可以指示特定距離。應該進一步指出的是，確定在每個信道的兩個或更多不同諧波的幅度是有利的。例如，可以確定一個信道的第一諧波和第三諧波的幅度，以及，可以確定第二個信道的第二諧波和第四諧波的幅度。這使得能夠更穩健的計算近似值。在這裡概述的距離近似法可以在雷達物位計中有利地實現，該雷達物位計適於根據US 12/981 995中所公開的原理來操作。根據這個原理，對於在預定頻率方案中的所有頻率，上面討論的初級(或次級)相位值被記錄在存儲器13中。每個相位差值(在範圍0-2JI內)與基於之前檢測到的距離算出的期望的相位差值相關聯。期望相位和實際檢測的相位之間的差與距離偏移量對應。原則上，由單個頻率得到的這種偏移量足以提供更新的距離檢測。但是，這個檢測中的不確定度通常太明顯而不能提供滿意的可靠性，並且，通常需要某種統計分析。對於每個發射脈衝，由本實用新型提供的粗略的近似值可以是非常有利於使這些分析更穩健更可靠。如在US 12/981995中討論的，在某些條件下，這個近似值可以消除對於初始距離檢測的需要。可替換地，或者結合，在此討論的近似值可用於驗證例如根據US 12/981 995獲 得的更精確的距離確定。本領域技術人員意識到本實用新型絕不局限於上面描述的優選實施例。相反地，在所附權利要求的範圍內的許多修改和變化都是可能的。例如，本實用新型的原理不需要I/Q處理，但實際上也適用於單個信道系統。此外，在不偏離本實用新型的構思的情況下可以用多種方式修改收發器電路的細節。
權利要求1.一種雷達物位計量系統，用於確定到保存在罐中的產品的表面的距離，所述系統包括 收發器，所述收發器用於發射由不同載波脈衝的脈衝串形成的電磁發射信號，所述不同載波脈衝具有大於I微秒且小於100毫秒的持續時間，每個脈衝圍繞限定的中心頻率被頻率調製，並且所述收發器用於接收在所述表面處反射的電磁返回信號， 一組射頻混頻器，所述一組射頻混頻器用於在第一信道將所述返回信號與所述發射信號混頻並且在第二信道將所述返回信號與相移90度的發射信號混頻，以提供兩個中頻信號， 第一組濾波器，所述第一組濾波器用於對所述中頻信號進行濾波，以提供與所述調製頻率的第一選定諧波對應的已濾波信號， 第一組中頻混頻器，所述第一組中頻混頻器用於將每個信道的所述已濾波信號與所述調製頻率的所述第一選定諧波混頻，以提供兩個初級幅度值， 第二組濾波器，所述第二組濾波器用於對所述中頻信號進行濾波，以提供與所述調製頻率的第二選定諧波對應的已濾波信號， 第二組中頻混頻器，所述第二組中頻混頻器用於將每個信道的所述已濾波信號與所述調製頻率的所述第二選定諧波混頻，以提供兩個次級幅度值，以及 處理電路，所述處理電路被連接為接收來自所述中頻混頻器的輸出並且所述處理電路用於 基於所述初級幅度值計算接收到的每個不同脈衝關於所發射的每個相應不同脈衝的實際相位屬性，並基於所述實際相位屬性確定距離測量值，以及 基於所述初級幅度值和所述次級幅度值之間的關係，提供所述距離的近似值。
2.根據權利要求I所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為利用隨機調製對每個載波脈衝進行頻率調製。
3.根據權利要求I所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為利用具有調製頻率的周期調製對每個載波脈衝進行頻率調製。
4.根據權利要求3所述的雷達物位計量系統，其中，所述頻率調製是正弦頻率調製和三角頻率調製中的一種。
5.根據權利要求I所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器包括反饋控制迴路，用於提供小於1/1000的頻率精度偏差。
6.根據權利要求I所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為根據頻率方案在預定頻率範圍內選擇每個脈衝的中心頻率。
7.根據權利要求6所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為將所述預定頻率範圍控制為大於平均中心頻率的10%。
8.根據權利要求I所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為將所述脈衝串的佔空比控制為小於50%。
9.根據權利要求8所述的雷達物位計量系統，其中，所述收發器被配置為將所述脈衝串的佔空比控制為小於5%。
專利摘要本實用新型涉及利用距離近似值的雷達物位計量系統。一種物位計量，包括計算到保存在罐中的產品的表面的距離的近似值。通過把中頻信號的第一諧波的幅度與中頻信號的第二諧波的幅度相關聯來確定該近似值。每個諧波本質上代表給定的距離範圍。通過確定接收到的在兩個或更多個諧波中的功率，並把它們相互關聯，就可以估計距離。距離依賴性可能取決於調製以及其他參數而非常不同，並且可以對距離依賴性進行選擇以適應於應用。
文檔編號G01F23/284GK202501902SQ201120465830
公開日2012年10月24日 申請日期2011年11月10日 優先權日2011年9月27日
發明者奧洛夫·愛德華松, 安德斯·伊爾斯科格 申請人:羅斯蒙特儲罐雷達股份公司