Dc-dc轉換器、太陽能充電系統及可移動體的製作方法

2023-09-15 12:58:20

專利名稱：Dc-dc轉換器、太陽能充電系統及可移動體的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於實施DC/DC轉換的DC/DC轉換器以及太陽能充電系統和設置有它們的可移動體。2.
背景技術：
過去已經提出了能夠實施DC/DC轉換的DC/DC轉換器的各種不同配置。例如，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備(雙向DC/DC轉換器)包括推挽轉換器電路101、變壓器102、全橋電路103和設置在電容器104和主電池105之間的升壓斬波電路，如圖29所示。在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備在主電池105自輔助設備電池100充電時切斷繼電器觸點106，並按推挽電路101 —變壓器102 —全橋電路103(用作整流器電路)一升壓斬波電路的順序執行升壓操作。而且，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備在輔助設備電池100自主電池105充電時允許穿過繼電器觸點106的傳導，並經由全橋電路103、變壓器102和推挽電路101執行降壓操作。在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備限於混合型電動汽車中的應用。因此，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備中，主要的應用是自主電池105對輔助設備電池100進行充電，而自輔助設備電池100對主電池105進行充電主要是在主電池105中沒有足夠電能時通過電能自輔助設備電池100至引擎啟動電機的反向傳輸而實施的。因此，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備不需要高功率傳輸。然而，與近年來安裝在汽車中的較高的電池容量結合，需要較高效率的功率傳輸。電動汽車中一個特別主要的問題是巡航距離，且有效利用電能的系統成為必需。然而，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備中，未詳細示出負載控制，且日本待公開專利申請N0.2000-50402既未公開也未建議始終根據輔助設備電池100和主電池105的各種狀態實施高效率操作的任何技術。此外，在日本待公開專利申請N0.2000-50402中公開的電源設備中，在自主電池105對輔助設備電池100進行充電期間，電壓僅在全橋電路103和電壓器102中下降，因此難以在寬範圍內控制降壓因數。

發明內容
鑑於前述情況，本發明的目的是提供可實現較高效率的DC/DC轉換器，以及提供太陽能充電系統及設置有它們的可移動體。為了實現上述目的，本發明的DC/DC轉換器的一個(第一)方面是一種配置，包括第一 DC/DC轉換器，以及用於實施從第一 DC/DC轉換器提供的電壓的DC/DC轉換的第二 DC/DC轉換器，第一 DC/DC轉換器或第二 DC/DC轉換器之一是固定因數DC/DC轉換器，以及第一DC/DC轉換器或第二 DC/DC轉換器中的另一個是可變因數DC/DC轉換器。另一個可能的(第二)方面是第一方面的DC/DC轉換器，固定因數DC/DC轉換器是具有變壓器的絕緣型DC/DC轉換器，且可變因數DC/DC轉換器是非絕緣型DC/DC轉換器。第一或第二方面的DC/DC轉換器的另一個可能的(第三)方面，第一 DC/DC轉換器是可變因數DC/DC轉換器，以及第二 DC/DC轉換器是固定因數DC/DC轉換器；DC/DC轉換器包括連接到第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器之間的連接點的負載電路，該負載電路是能夠在操作狀態和非操作狀態之間切換的負載電路，以及第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器是用於一起實施降壓操作的DC/DC轉換器。另一個可能的(第四)方面是第一至第三方面中任何一個方面的DC/DC轉換器，第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器是雙向DC/DC轉換器。另一個可能的(第五)方面是第四方面的DC/DC轉換器，在所述DC/DC轉換器開始從固定因數DC/DC轉換器到可變因數DC/DC轉換器的功率傳輸操作之前，可變因數DC/DC轉換器在從可變因數DC/DC轉換器向固定因數DC/DC轉換器的方向上實施DC/DC轉換並且逐漸升高固定因數DC/DC轉換器和可變因數DC/DC轉換器之間的連接點的電壓。另一個可能的(第六)方面是第一至第五方面中任何一個方面的DC/DC轉換器，第一 DC/DC轉換器的操作頻率和第二 DC/DC轉換器的操作頻率彼此不同。本發明的一種太陽能充電系統，包括:太陽能電池、用於存儲從太陽能電傳輸出的電能的第一電能存儲設備、具有比第一電能存儲設備高的電壓的第二電能存儲設備以及用於在第一電能存儲設備和第二電能存儲設備之間傳送電能的雙向DC/DC轉換器，其中該雙向DC/DC轉換器是如第一至六方面中的任一方面的DC/DC轉換器。如本發明的可移動體具有上述方面的太陽能充電系統。根據上述方面的可移動體的優選方面，從第二電能存儲設備輸出的電能被提供給太陽能充電系統，用作驅動可移動體的電能。而且優選的是使第二電能存儲設備的電壓高於第一電能存儲設備的電壓。


圖1示出按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器的配置；圖2示出按本發明的第二實施例的DC/DC轉換器的配置；圖3示出設置到本發明的DC/DC轉換器的固定因數DC/DC轉換器的配置的示例；圖4是示出屬於圖3所示配置的固定因數DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖；圖5示出按本發明的第三實施例的DC/DC轉換器的配置；圖6示出按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器的配置；圖7示出按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器的配置；圖8示出圖7所示的按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器的配置的示例；圖9是示出在升壓操作期間按本發明的第五實施例中以圖8所示配置示例的DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序不例的時序圖；圖10是示出在降壓操作期間按本發明的第五實施例中以圖8所示配置示例的DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序不例的時序圖1lA示出按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置；圖1lB示出按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的修改示例；圖12示出按第二優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置；圖13是示出在升壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖；圖14示出在升壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的電流路徑；圖15是示出在降壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖；圖16示出在降壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的電流路徑；圖17示出按第三優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置；圖18示出按第四優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置；圖19示出按第五優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置；圖20示出用於電動汽車的太陽能充電系統的示意性配置示例；圖21示出按第一優選示例的推挽電路的配置；圖22是示出按第一優選示例的推挽電路的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖；圖23示出當通過仿真得出按第一優選示例的推挽電路中連接點A的電壓和連接點B的電壓時的結果；圖24示出當通過仿真得出圖30所示的具有常規浪湧電壓抑制裝置的推挽電路中連接點A的電壓和連接點B的電壓時的結果；圖25示出電晶體驅動的驅動器的電源配置的第一工作示例；圖26示出電晶體驅動的驅動器的電源配置的第二工作示例；圖27示出按第二優選示例的推挽電路的配置；圖28是示出按第二優選示例的推挽電路的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖；圖29示出在日本待公開專利申請2000-50402中公開的電源設備的配置；以及圖30示出具有常規浪湧電壓抑制裝置的推挽電路的配置示例。
具體實施例方式下文將參考附圖描述本發明的實施例。該描述將首先涉及按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器。圖1示出按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器的配置。圖1所示的按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器設置有可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2。在本發明的第一實施例中，可變因數DC/DC轉換器CNVl實施提供給電池BI的電壓的DC/DC轉換，並將其提供給固定因數DC/DC轉換器CNV2。固定因數DC/DC轉換器CNV2實施自可變因數DC/DC轉換器CNVl提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池B2。控制電路CNTl將控制信號S3輸出到固定因數DC/DC轉換器CNV2，使得固定因數DC/DC轉換器CNV2始終以相同比例實施DC/DC轉換。控制信號S3的示例包括固定負載信號。控制電路CNTl基於與電池B2的狀態有關的信息信號S2生成控制信號S2，並且將控制信號S2輸出到可變因數DC/DC轉換器CNV2，使得可變因數DC/DC轉換器CNV2根據電池B2的狀態以適當比例實施DC/DC轉換。信息信號SI的示例包括與電池B2的電壓有關的信息信號，且控制信號S2的示例包括可變負載信號。對於DC/DC轉換器有效率的轉換比例依賴於電路方案而變化。出於此原因，配置可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2的二階段組合，如圖1所示的按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器，相對於轉換比例的變化其效率變化相對較小的DC/DC轉換器被用於可變因數DC/DC轉換器CNVl並且相對於轉換比例的變化其效率變化相對較大的DC/DC轉換器被用於固定因數DC/DC轉換器CNV2，使得不管兩電池BI和B2之間的狀態如何以高效率從電池BI向電池B2傳送功率成為可能。因此，優選的是，將非絕緣型斬波電路用於可變因數DC/DC轉換器CNV1，該非絕緣型斬波電路是相對於轉換比例的變化其效率變化相對較小的DC/DC轉換器，並且將相對於轉換比例的變化其效率變化相對較大的絕緣型DC/DC轉換器用於固定因數DC/DC轉換器CNV2 (設置有變壓器的DC/DC轉換器)。現在描述將涉及按本發明的第二實施例的DC/DC轉換器。圖2示出按本發明的第二實施例的DC/DC轉換器的配置。按圖2所示的本發明的第二實施例的DC/DC轉換器是其中按圖1所示的本發明的第一實施例的DC/DC轉換器中的可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2的布置交換的配置。因此，在本發明的第二實施例中，固定因數DC/DC轉換器CNV2實施從電池BI提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給可變因數DC/DC轉換器CNV1，而可變因數DC/DC轉換器CNVl實施從固定因數DC/DC轉換器CNV2提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池B2。用於控制電路CNT l的控制內容以及可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2的優選不例類似於本發明的第一實施例，因此省略其描述。在此，圖3示出設置到本發明的DC/DC轉換器的固定因數DC/DC轉換器CNV2的配置的示例，且圖4示出屬於圖3所示配置的固定因數DC/DC轉換器CNV2的電晶體Tu和I^2在導通和斷開之間切換的時序圖。圖3所示配置的固定因數DC/DC轉換器CNV2設置有電容器Q ;電晶體Tu和1\2，它們可以是N溝道MOSFET ;變壓器TRl ;二極體Dhi和Dh2 ;及電容器Ch。電晶體Tu的漏極連接至變壓器TRl的初級繞組的一端，而電晶體IY2的漏極連接至變壓器TRl的初級繞組的另一端；電晶體Tu和IY2中的每一個的源極連接至電容器(^的一端，而電容器Q的另一端連接至變壓器TRl的初級繞組的中心抽頭。二極體Dm的陽極連接至變壓器TRl的次級繞組的一端，而二極體Dh2的陽極連接至變壓器TRl的次級繞組的另一端；二極體Dm和Dh2各自的陰極連接至電容器Ch的一端，而電容器Ch的另一端連接至變壓器TRl的次級繞組的中心抽頭。在圖3所示配置的固定因數DC/DC轉換器CNV2中，重複一個操作，其中如圖4所示，僅電晶體Tu導通的時間Tonl之後是電晶體Tu和IY2均斷開的時間Toff I，且之後流程移動到僅電晶體IY2導通的時間Ton2，且僅電晶體IY2導通的時間Τοη2之後是電晶體Tu和Tl2均斷開的時間Toff2，且之後流程移動到僅電晶體Tu導通的時間Toni。在圖3所示的固定因數DC/DC轉換器CNV2中，當以下等式(I)表示的關係有效時，有可能以高效率和高功率傳送功率。在以下的等式(I)中「 Ton 」是Ton=TonI +Ton2，且以下的等式(I)中「Toff」 是 Toff = Toffl+Toff20Ton/ (Ton+Toff) >0.7...(I)當等式(I)表示的關係無效時，按照負載的大電流將在短暫的「導通」時間(Ton)中流動，因此將存在效率下降，因為電阻損耗將增加。控制電路CNTl (參見圖1和2)因此優選生成控制信號S3，藉此等式(I)表示的關係將有效。現在描述將涉及按本發明的第三實施例的DC/DC轉換器。圖5示出按本發明的第三實施例的DC/DC轉換器的配置。按圖5所示的本發明的第三實施例的DC/DC轉換器是其中負載電路LDl增加到按圖1所示的本發明的第一實施例的DC/DC轉換器的配置。在本實施例中，電池BI的電壓高於電池B2的電壓，且使可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2各自實施降壓操作。負載電路LDl是能夠在操作狀態和非操作狀態之間切換的負載電路。在示例情況下，如圖5所示，其中負載電路LDl是由電阻器Run和電晶體Tun構成的串聯電路，該電晶體Tldi是N溝道M0SFET，則使電晶體Tun導通將負載電路LDl置於操作狀態，而使電晶體Tun斷開將負載電路LDl置於非操作狀態。在按本發明的第三實施例的DC/DC轉換器中，當負載電路LDl始終處於非操作狀態時，則在降壓操作開始時，在可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2之間的連接點的電壓從O [V]升至期望電壓值的過渡階段中，固定因數DC/DC轉換器CNV2的輸出電壓在一些情況下可僅為O (V)，在這種狀態下，可變因數DC/DC轉換器CNVl的輸出基本達到浮動狀態，且可變因數DC/DC轉換器CNVl的操作變得異常或不穩定。鑑於上述情況，在降壓操作的開始時，使負載電路LDl處於操作狀態以避免可變因數DC/DC轉換器CNVl的輸出達到浮動狀態的情形。在可變因數DC/DC轉換器CNVl已經實現操作穩定且從固定因數DC/DC轉換器CNV2的輸出獲得負載電流的狀態之後，負載電路LDl從操作狀態切換到非操作狀態，且如最初實施的那樣功率從電池BI傳送到電池B2。
現在描述將涉及按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器。圖6示出按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器的配置。圖6所示的按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器表示將圖1所示的按本發明的第一實施例的DC/DC轉換器修改為雙向DC/DC轉換器。圖6所示的按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器設置有可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4。在本實施例中，電池BI的電壓低於電池B2的電壓。在本發明的第四實施例中，在功率將從電池BI傳送到電池B2的情況下，可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3實施從電池BI提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4，而固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4實施從可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池B2。相反，在功率將從電池B2傳送到電池BI的情況下，固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4實施從電池B2提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3，而可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3實施從固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池BI。
控制電路CNT2將控制信號S3輸出到固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4，使得固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4始終以相同比例實施DC/DC轉換。控制信號S3的示例包括固定負載信號。對於功率將從電池BI傳送到電池B2的情況和功率將從電池B2傳送到電池BI的情況分別設置不同的固定因數。在功率將從電池BI傳送到電池B2的情況下，控制電路CNT2基於與電池B2的狀態有關的信息信號SI生成控制信號S2並且將控制信號S2輸出到可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3，使得可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3根據電池B2的狀態以適當的比例實施DC/DC轉換。在功率將從電池B2傳送到電池BI的情況下，控制電路CNT2基於與電池BI的狀態有關的信息信號S4生成控制信號S2並且將控制信號S2輸出到可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3，使得可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3根據電池BI的狀態以適當的比例實施DC/DC轉換。信息信號SI的示例包括與電池B2的電壓有關的信息信號，信息信號S4的示例包括與電池BI的電壓有關的信息信號，控制信號S2的示例包括可變負載信號。可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的優選示例類似於可變因數DC/DC轉換器CNVl和固定因數DC/DC轉換器CNV2的優選示例，因此省略其描述。為了在固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4是絕緣型DC/DC轉換器(設置有變壓器的DC/DC轉換器)的情況下實現雙向DC/DC轉換，固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4如圖7所示由變壓器、連接到變壓器的低壓繞組的第一開關電路及連接到變壓器的高壓繞組的第二開關電路構成。根據圖6所示的按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器，不管兩個電池BI和B2之間的狀態如何，電池BI和電池B2之間高效率的雙向功率傳輸成為可能。當圖6所示的按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器中固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4在從電池B2至電池BI的功率傳輸開始時立即操作時，當可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓與固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的降壓因數乘以電池B2的電壓所得的值之間存在大的差異時，在固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4中產生相當大的浪湧電流。為了抑制這種浪湧電流，優選的是，可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3在從可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3向固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的方向上實施DC/DC轉換，並在從電池B2向電池BI傳送功率開始之前逐漸升高可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓。更優選的，固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4在可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓已經達到固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的降壓因數乘以電池B2的電壓所得的值之後操作。現在描述將涉及按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器。圖7示出按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器的配置。圖7所示的按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器是其中圖6所示的按本發明的第四實施例的DC/DC轉換器中的可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的布置交換的配置。因此在本發明的第五實施例中，在功率將從電池BI傳送到電池B2的情況下，固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4實施從電池BI提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3，而可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3實施從固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池B2。相反，在功率將從電池B2傳送到電池BI的情況下，可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3實施從電池B2提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4，而固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4實施從可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3提供的電壓的DC/DC轉換並將其提供給電池BI。用於控制電路CNT2的控制內容以及可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的優選示例類似於本發明的第四實施例，因此省略其描述。當圖7所示的按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器中固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4在從電池BI至電池B2的功率傳輸開始時立即操作時，當可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓與固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的升壓因數乘以電池BI的電壓所得的值之間存在大的差異時，在固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4中產生相當大的浪湧電流。為了抑制這種浪湧電流，優選的是，可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3在從可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3向固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的方向上實施DC/DC轉換，並在從電池BI向電池B2傳送功率開始之前逐漸升高可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓。更優選的，固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4在可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3和固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4之間的連接點的電壓已經達到固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的升壓因數乘以電池BI的電壓所得的值之後操作。圖8示出圖7所示的按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器的配置的示例。在圖8所示的配置示例中，由第一開關電流11、變壓器TRl和第二開關電路12構成的電路等價於固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4，且升壓/降壓斬波電路13等價於可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3。第一開關電路11設置有電容器CL，用作在降壓操作期間進行平滑的電容器，並且設置有連接到變壓器TRl的低壓繞組的推挽電路，該推挽電路由電晶體Tu和IY2構成，這些電晶體是N溝道M0SFET。電晶體Tu的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的一端，電晶體Tl2的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的另一端，且電晶體Tu和IY2各自的源極連接到電池BI的負電極。電池BI的正電極連接到變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭。電容器Q設置在電池BI的正電極和負電極之間。第二開關電路12設置有連接到變壓器TRl的高壓繞組的全橋電路，該全橋電路由電晶體Tm至Th4(為N溝道M0SFET)、用作在升壓操作期間進行平滑的電容器的電容器Ch構成。電晶體Tm的源極和電晶體Th2的漏極連接到變壓器TRl的高壓繞組的一端，而電晶體Th3的源極和電晶體Th4的漏極連接到變壓器TRl的高壓繞組的另一端。電晶體Tm的漏極和電晶體Th3的漏極連接到電容器Ch的一端。電晶體Th2的源極和電晶體Th4的源極連接到電容器Ch的另一端。升壓/降壓斬波電路13由電晶體Tci和Tc2 (電晶體Tci和Tc2是N溝道MOSFET )、電感器La和電容器Ca構成。當從電池BI向電池B2充電時，電晶體Ta用作同步整流器元件，而當從電池B2向電池BI充電時，電晶體Tc2用作同步整流器元件。同步整流器元件也可維持「斷開」狀態，並且僅允許與同步整流器元件並聯連接的(寄生)二極體操作。二極體(下文中稱為「並聯二極體」)並聯連接在每個電晶體的源極和漏極之間，且該並聯二極體也可以尤其是每個電晶體的寄生二極體(內置二極體)或在外部並聯連接的
二極體。在升壓操作期間，圖8所示的配置示例的本發明第五實施例的DC/DC轉換器通過利用推挽電路將從電池BI輸出的直流電壓轉換成交流電壓、利用變壓器TRl升壓交流電壓並利用電晶體Thi和Th2對其進行整流來實施DC/DC轉換；利用升壓/降壓斬波電路13對已經經歷DC/DC轉換的電壓進行進一步升壓並將其提供給電池B2。在降壓操作期間，圖8所示的配置示例的本發明第五實施例的DC/DC轉換器通過升壓/降壓斬波電路13利用DC/DC轉換將從電池B2輸出的直流電壓進行降壓、利用全橋電路將直流電壓轉換成交流電壓、利用變壓器TRl降壓該交流電壓並利用電晶體Tu和IY2對其進行整流來實施DC/DC轉換；將已經經歷DC/DC轉換的電壓提供給電池BI。圖9示出在升壓操作期間按本發明的第五實施例以圖8所示配置示例的DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序示例，圖10示出在降壓操作期間按本發明的第五實施例中以圖8所示配置示例的DC/DC轉換器的相應電晶體在導通和斷開之間切換的時序的示例。在圖9所示的時序示例中，電晶體TH1、TH2和Ta用作同步整流器元件。在圖10所示的時序示例中，電晶體Tu、Tl2和Ira用作同步整流器元件。升壓/降壓斬波電路13通過電晶體的切換操作實施升壓。在該升壓操作期間，電晶體Ta根據時序導通，藉此電流流至電晶體Ta的並聯二極體,且通過實施同步整流而減少與二極體相稱(co_ensuratewith)的損耗。升壓/降壓斬波電路13通過電晶體Ta的切換操作實施降壓。在該降壓操作期間，電晶體Tc2根據時序導通，藉此電流流至電晶體Tc2的並聯二極體，且通過實施同步整流而減少與二極體相稱的損耗。在升壓操作和降壓操作兩種操作期間，電晶體Ta導通的時間段和電晶體Tc2導通的時間段交替重複，但還提供空載時間，以便防止電晶體Ta和Tc2同時導通。在本實施例中，利用同步整流減少與穿過二極體元件的通路相稱的損耗，但不一定需要同步整流；在流入升壓/降壓斬波電路13的電流足夠小的情況下，在不實施同步整流的情況下，也可在升壓操作期間使電晶體Ta始終斷開且僅實施電晶體Ira的切換操作，以及在降壓操作期間使電晶體始終斷開且僅實施電晶體Ta的切換操作。在圖9和10所示的時序示例中，升壓/降壓斬波電路13的操作頻率與由第一開關電路11、變壓器TRl和第二開關電路12構成的電路的操作頻率是相互不同的設置。根據該描述的設置，有可能在升壓/降壓斬波電路13(等價於可變因數雙向DC-DC轉換器CNV3)與由第一開關電路11、變壓器TRl和第二開關電路12構成的電路(等價於固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4)中相應的最高效率的操作頻率下操作；且可進一步提高按本發明的第五實施例的DC/DC轉換器的整體效率。描述現在將涉及固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的優選配置示例。為了方便，將以電池BI和B2連接到固定因數雙向DC/DC轉換器CNV4的形式提供該描述。更具體地，已經省略與可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3有關的描述，且假設可變因數雙向DC/DC轉換器CNV3的升壓/降壓因數是因數I。圖1lA示出按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的配置。圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器設置有:推挽電路，其由電晶體Tu和Tl2構成，電晶體Tu和Tl2是N溝道MOSFET且連接到變壓器TRl的低壓繞組；變壓器TR1，對於該變壓器TRl繞組比率(低壓繞組與高壓繞組的匝數比)為1:N ;全橋電路，其由電晶體Tm至Th4構成，電晶體Tm至Th4是N溝道MOSFET且連接到變壓器TRl的高壓繞組；電晶體Th5,電晶體Th5是N溝道MOSFET且設置在全橋電路和電池B2之間；以及電容器Chi和CH2。電晶體Tu的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的一端，而電晶體IY2的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的另一端；電晶體Tu和IY2各自的源極連接到電池BI的負電極。電池BI的正電極連接到變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭。還可將電容器設置在電池BI的正電極和負電極之間並使其用作在降壓操作期間進行平滑的電容器。電晶體Tm的源極和電晶體Th2的漏極連接到變壓器TRl的高壓繞組的一端，而電晶體Th3的源極、電晶體Th4的漏極及電晶體Th5的漏極連接到變壓器TRl的高壓繞組的另一端。電晶體Tm的漏極、電晶體Th3的漏極及電容器Chi的一端連接到電池B2的正電極，而電晶體Th2的源極、電晶體Th4的源極及電容器Ch2的一端連接到電池B2的負電極。電容器Chi的另一端和電容器Ch2的另一端連接到電晶體Th5的源極。每個電晶體的源極和漏極之間的二極體是並聯二極體。電池B2是電壓高於電池BI的電壓的電池。電感器PL1、PL2、SL1是變壓器TRl的寄生電感器。電感器SLl還可包括連接到變壓器TRl的外部電感器(不同於變壓器TRl的寄生電感器)。在這種情況下，可調節電感器SLl的電感值以改變輸出電壓的控制範圍。類似地，還可能將電感器PLl、PL2連接到外部電感器以改變輸出電壓的控制範圍，但這不是優選的，因為在電晶體TU、IY2斷開時產生的浪湧將具有更大的能量。相反，流過位於高壓側的電感器SLl的電流將相對較小，因此對浪湧的影響較不敏感。更具體地，在增加電感器以便改變輸出電壓的控制範圍的情況下，優選相對於電感器SLl實施。如圖1lB所示還可提供電感器SL2代替電感器SLl。圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器在升壓操作期間通過始終導通電晶體Th5，利用推挽電路將從電池BI輸出直流電壓轉換成交流電壓，利用變壓器TRl使該交流電壓升壓，並利用由電晶體Tm和TH2、電晶體Th5、和電容器Chi和Ch2構成的電壓倍增整流器電路對其進行整流來實施DC/DC轉換；已經經歷DC/DC轉換的電壓被提供給電池B2。由於變壓器TRl的繞組比率(低壓繞組和高壓繞組的匝數比)為1:N，按第一優選配置示例的雙向DC/DC轉換器中的固定升壓因數(不包括由於電感器PLl、PL2、SLl引起的電壓變化)是因數2N。改變電晶體Tu和IY2的柵驅動電壓的負荷使得有可能改變流向寄生電感器的電流i的變化率(di/dt) (>0)並控制輸出電壓和輸出電流。圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器在降壓操作期間通過始終關閉電晶體Th5，利用全橋電路將從電池B2輸出的直流電壓轉換成交流電壓，利用變壓器TRl使該交流電壓降壓，並利用電晶體Tu和IY2對其進行整流來實施DC/DC轉換；已經經歷DC/DC轉換的電壓被提供給電池BI。由於變壓器TRl的低壓繞組和高壓繞組的匝數t匕(繞組比率)為1:N，按第一優選配置示例的雙向DC/DC轉換器的固定降壓因數(不包括寄生電感器效應)是因數1/N。改變電晶體TH1、TH2、TH3和Th4的柵驅動電壓的負荷使得有可能改變流向寄生電感器的電流i的變化率(di/dt) (>0)並控制輸出電壓和輸出電流。在圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，設置在電池BI和變壓器的低壓繞組之間的電路成為推挽電路，但設置在電池BI和變壓器的低壓繞組之間的電路不限於推挽電路；例如，正如圖12所示的按第二優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器，設置在電池BI和變壓器的低壓繞組之間的電路也可以是由電晶體Tu至1\4構成的全橋電路，這些電晶體是N溝道MOSFET。圖12中與圖1lA等同的那些部分被賦予相同的附圖標記，且省略更詳細的描述。在圖12所示的按第二優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，同樣，與圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器類似地，並聯二極體連接到每個電晶體的源極和漏極。而且，在圖12所示的按第二優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，使用變壓器TR2 (其中低壓繞組沒有設置中心抽頭的變壓器)代替在圖1lA所示的按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中使用的變壓器TRl (其中低壓繞組中設置中心抽頭的變壓器)。在變壓器TR2中，同樣，低壓繞組與高壓繞組的匝數比為1:N，與變壓器TRl類似。之後是關於為什麼按優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的固定升壓因數大於固定降壓因數的乘法逆的描述。例如,設Vsub是電池BI的電壓,設Vsub_min (最小值)至Vsub_max (最大值)是其電壓範圍，設Vmain是電池B2的電壓,設Vmain_min (最小值)至Vmain_max (最大值)是其電壓範圍，設α是不依賴於變壓器的低壓繞組和高壓繞組等確定的負載的固定升壓因數，設l/β是不依賴於變壓器的繞組比率等確定的負載的固定降壓因數，設L是等價於變壓器的總寄生電感的等價電感(安裝在變壓器高壓側)，以及設I是流向變壓器的高壓繞組的電流。在這種情況下，在升壓操作期間關係Vmain= a Vsub—L (di/dt)保持有效。為了減少切換損耗，其中電晶體Tu、Tl2的切換是零電流切換(或以足夠低的電流值切換)，則(di/dt)在電晶體Tu或IY2處於「導通」狀態時為正，因此關係Vmain= a Vsub-L(dl/dt)<a Vsub保持有效。當考慮到電池BI和電池Β2的電壓範圍時，需要選擇固定升壓因數(例如，變壓器的繞組比率)，使得Vmain_max< a Vsub_min...(等式 I)。接下來，在降壓操作期間，關係Vsub= (I/ β ) {Vmain-L (dl/dt)}保持有效。為了減少切換損耗，在用於反轉由於電晶體TH1、TH2、TH3和Th4的切換而在變壓器端子處產生的電壓的方向的切換是零電流切換(或者以足夠低的電流值切換)的情況下，則當電晶體Thi和Th4處於「導通」狀態(「斷開」狀態)且電晶體Th2和Th3處於「斷開」狀態(「導通」狀態)時(di/dt)為正，因此關係Vsub= (I/β){Vmain-L(dl/dt)}<(I/β)Vmain保持有效。當考慮到電池BI和電池B2的電壓範圍時，需要選擇固定降壓因數(例如，變壓器的繞組比率)，使得Vsub_max<(I/β)Vmain_min...(Equation 2)保持有效。在雙向DC/DC轉換器中，由於需要同時滿足等式I和等式2，根據等式I和等式2，關係Vsub_max<(I/β)Vmain_min (Vsub_max/Vsub_min) >1...(等式 3)保持有效。當僅從變壓器的繞組比率確定固定升壓因數α和固定降壓因數(I/β )時，必須利用在升壓期間和在降壓期間變化的匝數比，其中尤其是在升壓期間變壓器的繞組比率是1: α，而在降壓期間變壓器的繞組比率是1: β (<α)，且電路配置變得非常複雜。然而,在圖1lA中的電路中，由於變壓器TRl的繞組比率是1:Ν，這等價於α=2Ν和β =N的情況，且滿足等式3。更具體地，圖1lA中的電路不需要變壓器的繞組比率在升壓和降壓期間改變，因此雙向DC/DC轉換器可由簡單的電路配置構成。圖13是示出在升壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的每個電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖。當電晶體Tu導通且允許電流流到變壓器TRl的低壓繞組時，在變壓器TRl的高壓繞組中產生電動勢，且穿過電晶體Th5和Tm的電流開始流動(參見圖14)。此時，根據電流流過電晶體Thi的寄生_■極管的時序，電晶體Tm導通並實施同步整流，由此減少與_■極管相稱的損耗。類似地，當電晶體IY2導通且允許電流流到變壓器TRl的低壓繞組時，在變壓器TRl的高壓繞組中產生電動勢，且穿過電晶體Th2和Th5的電流開始流動。此時，根據電流流過電晶體Th2的寄生二極體的時序，電晶體Tm導通並實施同步整流，由此減少與二極體相稱的損耗。這使得進一步提聞效率成為可能。交替地重複電晶體Tu導通的時段和電晶體IY2導通的時段，但當電晶體Tm和Th2同時導通時大的短路電流開始流動，因此為了防止電晶體Thi和Th2同時導通，提供其中電晶體Thi和Th2均「斷開」的時間(空載時間)。這使得進一步提高效率成為可能。圖15接下來示 出在降壓操作期間按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的每個電晶體在導通和斷開之間切換的時序的時序圖。當電晶體Thi和Th4導通且允許電流流到變壓器TRl的高壓繞組時，在變壓器TRl的低壓繞組中產生電動勢，且穿過電晶體Tu的電流開始流動(參見圖16)。此時，根據電流流過電晶體Tu的寄生二極體的時序，電晶體Tu導通並實施同步整流，由此減少與二極體相稱的損耗。類似地，當電晶體Th3和Th2導通且允許電流流到變壓器TRl的高壓繞組時，在變壓器TRl的低壓繞組中產生電動勢，且穿過電晶體IY2的電流開始流動。此時，根據電流流過電晶體IY2的寄生二極體的時序，電晶體IY2導通並實施同步整流，由此減少與二極體相稱的損耗。這使得進一步提聞效率成為可能。交替地重複電晶體Tm和Th4導通的時段和電晶體Th2和Th3導通的時段，但當電晶體Tm和Th2同時導通時相當大的短路電流開始流動，且當電晶體Th3和Th4同時導通時相當大的短路電流開始流動，因此為了防止電晶體Tm和Th2同時導通，並防止電晶體Th3和Th4同時導通，提供其中電晶體Thi至Th4均「斷開」的時間(空載時間)。這使得進一步提高效率成為可能。

在其中電晶體Th5僅由單個MOS電晶體構成的情況下，如圖1lA所示按第一優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器或如圖12所示按第二優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器，則在電容器C02保持帶電的狀態下，當電晶體Th4導通時，例如在諸如降壓操作開始的時間，電容器Ch2將跨電晶體Th4和電晶體Th5的寄生二極體形成短路，相當大的電流將流動，且電容器Ch2、電晶體Th4和電晶體Th5將遭到損壞。鑑於上述問題，優選的是採用例如圖17所示按第三優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器或圖18所示按第四優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器。圖17和18中與圖1lA等同的部分被賦予相同的附圖標記，且省略其更詳細的描述。在圖17所示的按第三優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，電晶體Tm由兩個N溝道MOSFET構成，其中源極相互連接並且將共享的柵控制信號提供給柵極。由此，即使電晶體Th4已經導通，電容器Ch2不再經由電晶體Th5的內置二極體或通過電晶體Th4而形成短路。在圖18所示的按第四優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，設置與電容器Ch2並聯的由電阻器Rm和電晶體Th6構成的放電電路。在降壓操作的初始階段電晶體Th4導通之前，電晶體Th6導通且經由電阻器Rhi實施放電，直到電容器Ch2兩端處的電壓變為基本為0[V]，之後電晶體Th6斷開且然後電晶體Th4導通。結果，即使當電晶體Th4已經導通且電容器Ch2經由電晶體Th4和電晶體Th5的內置二極體形成短路時，也不再有相當大的短路電流流動。
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現在描述將涉及圖19所示的按第五優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器。圖19所示的按第五優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器的特徵在於使用常開(normalIy-οη)器件。基於GaN的電晶體、基於SiC的電晶體及其它化合物功率器件的特徵是小的柵電容和低導通電阻，因此是預期代替基於Si的功率器件的下一代功率器件。利用這些化合物功率器件，難以形成低電阻P型有效層，因此目前常開N型器件非常普遍。在使用常開器件的情況下，非常可能的是當驅動常開器件的驅動器故障時常開器件將達到「導通」狀態，因此即使當驅動常開器件的驅動器故障時也必須注意防止出現短路等。鑑於上述問題，在圖19所示的按第五優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，常開器件用於電晶體!^和!^。這使得有可能提供由於電晶體Thi的低柵電容而獲得的切換損耗減少以及由於低導通電阻而獲得的電阻損耗減少，並提供由於電晶體Th3的低柵電容而獲得的切換損耗減少以及由於低導通電阻而獲得的電阻損耗減少。此外，即使當故障導致電晶體Tm或Th3短路時也可確保安全，因為在電池B2的正電極和負電極之間沒有短路。在圖19所示的按第五優選配置示例的固定因數雙向DC/DC轉換器中，採用其中電晶體Tm和Th3是常開器件且電晶體Th2和Th4是常關器件的配置，但反配置也可以，即其中電晶體Thi和Th3是常關器件且電晶體Th2和Th4是常開器件的配置。在將化合物電晶體用於常開器件的情況下，當電晶體是例如基於GaN的電晶體時在源極和漏極之間未形成內置電晶體，且當電晶體是例如基於SiC的電晶體時形成在源極和漏極之間的內置二極體將不具有優良性能；因此，優選的是將二極體與圖19所示的常開器件(電晶體Tm和Th3)並聯連接。本發明的DC/DC轉換器可應用於例如圖20所示的電動汽車的太陽能充電系統。圖20所示的用於電動汽車的太陽能充電系統包括:其中布置多個太陽能電池的太陽能板I ;用於控制太陽能板I的輸出電壓的最大功率點跟蹤(MPPT)控制單元2，使得太陽能板I的輸出電壓最大；用於管理和控制輔助電池4的控制電路；存儲太陽能板I的輸出電能的輔助電池4 ;用於實施從輔助電池4輸出的直流電壓的DC/DC轉換並將其提供給主電池7的DC/DC轉換器5 ;用於管理和控制主電池7的控制電路6 ;以及具有大於輔助電池4的電容的主電池7。此外，儘管圖20未描述，但在電動汽車中還提供了用於生成控制DC/DC轉換器5內的每個開關元件的「導通」和「斷開」狀態的控制信號的電路(尤其是上述的控制電路CNTl或控制電路CNT2)。在本發明的DC/DC轉換器應用於圖20所示的電動汽車的太陽能充電系統的情況下，DC/DC轉換器5可以是本發明的DC/DC轉換器。在本發明的DC/DC轉換器是雙向DC/DC轉換器的情況下，從主電池7輸出的直流電壓經歷DC/DC轉換並提供給輔助電池4是可能的。在這種情況下，輔助電池4對應於上述電池BI (在低壓側)且主電池7對應於上述電池B2 (在高壓側)。提供給電動汽車的反相器8將從主電池7輸出的直流電壓轉換成電動機驅動的交流電壓。提供給電動汽車的電動機9由從反相器8輸出的電動機驅動的交流電壓旋轉驅動。電動汽車的主動輪通過電動機9的旋轉而旋轉。在電動汽車剎車期間由電動機9生成的再生能量被控制電路6回收並存儲在主電池7中。從輔助電池4輸出的直流電壓還被用作前燈等的電源。在圖20中，設置有本發明的DC/DC轉換器的太陽能充電系統是用於電動汽車的太陽能充電系統，但應容易地理解它還可用作其它可移動體(例如，摩託車等)的太陽能充電系統。在本文中，在推挽電路用於連接到固定因數雙向DC/DC轉換器中的變壓器的低壓繞組的切換電路的情況下，從提高效率的觀點看，優選的是提供推挽電路裝置來抑制由於變壓器的低壓繞組的寄生電感引起的浪湧電壓。現在以下的描述將涉及用於抑制浪湧電壓的裝置。圖21示出按第一優選示例的推挽電路的配置。圖21所示出的按第一優選示例的推挽電路設置有:電晶體Tu和 γ2，它們是N溝道MOSFET ;二極體DACl和Dac2 ；以及電晶體Taci和Tac2,它們是N溝道MOSFET。電晶體Tu的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的一端，電晶體IY2的漏極連接到變壓器TRl的低壓繞組的另一端，電晶體Tu和IY2各自的源極連接到電池Β3的負電極。在圖21中變壓器TRl的低壓繞組的寄生電感被描述為寄生電感器PLl和PL2。並聯二極體連接在每個電晶體的源極和漏極之間，但這些並聯二極體還可以是尤其在每個電晶體外部並聯連接的二極體或每個電晶體的寄生二極體(內置二極體)。二極體DAa的陽極連接到電晶體Tu的漏極，二極體DAa的陰極連接到電晶體ΤΑα的漏極，而電晶體ΤΑα的源極連接到變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭和電池Β3的正電極。類似地，二極體Dm2的陽極連接到電晶體IY2的漏極，二極體Dm的陰極連接到電晶體Tak的漏極，而電晶體Tac2的源極連接到變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭和電池Β3的正電極。在圖21所示的按第一優選示例的推挽電路中，電晶體ΤΑα在一路徑的導通和切斷之間切換，該路徑從電晶體Tu的漏極和變壓器TRl的低壓繞組的一端之間的連接點A穿過二極體DAa，併到達電池B3的正電極和變壓器TRl的低壓繞組中心抽頭之間的連接點。當該路徑開放為導通而出現由於變壓器TRl的寄生電感器PLl引起的浪湧組分時，則這種浪湧組分穿過二極體Daci並流回電池B3的正電極和變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭之間的連接點。類似地，在圖21所示的 按第一優選示例的推挽電路中，電晶體I^2在一路徑的導通和切斷之間切換，該路徑從電晶體IY2的漏極和變壓器TRl的低壓繞組的另一端之間的連接點B穿過二極體DAC2，併到達電池B3的正電極和變壓器TRl的低壓繞組中心抽頭之間的連接點。當該路徑開放為導通而出現由於變壓器TRl的寄生電感器PL2引起的浪湧組分時，則這種浪湧組分穿過二極體Dac2並流回電池B3的正電極和變壓器TRl的低壓繞組的中心抽頭之間的連接點。因此，在Tu從「導通」切換到「斷開」的時間點，電晶體ΤΑα必須處於「導通」狀態，在IY2從「斷開」切換到「導通」的時間點，電晶體ΤΑα必須處於「斷開」狀態，在IY2從「導通」切換到「斷開」的時間點，電晶體Tac2必須處於「導通」狀態，在Tu從「斷開」切換到「導通」的時間點，電晶體Tac2必須處於「斷開」狀態。出於此原因，電晶體Tu、IY2、TAa和Tac2在「導通」和「斷開」之間的切換可通過例如如圖22所示的時序實施。在電晶體Tu、IY2、TAa和Tac2在「導通」和「斷開」之間的切換通過如圖22所示的時序實施的情況下，提供給電晶體Taci的控制端子的控制信號僅通過延遲提供給電晶體Tu的控制端子的控制信號來生成，而提供給電晶體I^2的控制端子的控制信號僅通過延遲提供給電晶體IV2的控制端子的控制信號來生成；因此，可容易地生成提供給電晶體τΑα的控制端子的控制信號和提供給電晶體Tak的控制端子的控制信號。圖23示出當通過仿真得出圖21所示按第一優選示例的推挽電路中連接點A的電壓和連接點B的電壓時的結果。為了比較的目的，圖24示出當通過仿真得出圖30所示的具有常規浪湧電壓抑制裝置(齊納二極體ZDl和ZD2)的推挽電路中連接點A的電壓和連接點B的電壓時的結果。在圖23和24中，粗線示出連接點A的電壓，細線示出連接點B的電壓。在圖23和24中，電池BI的電壓是12V。根據圖21所 示按第一優選示例的推挽電路，有可能顯著降低由於變壓器TRl的寄生電感器PLl引起的連接點A的電壓升高以及由於變壓器TRl的寄生電感器PL2引起的連接點B的電壓升高。出於此原因，有可能防止連接點A和連接點B的電壓升高超過電晶體Taci和I^2的耐壓，並防止電晶體ΤΑα和Tak被損壞。而且，根據圖21所示按第一優選示例的推挽電路，由於變壓器TRl的寄生電感器PLl和PL2引起的浪湧組分沒有被丟棄到電路外部，而是使其按所述順序流回通過連接點Α、二極體DAa、電晶體ΤΑα、變壓器TRl的中心抽頭、寄生電感器PLl和連接點A的電流路徑；或使其所述順序流回通過連接點B、二極體Dac2>電晶體Tac2、變壓器TRl的中心抽頭、寄生電感器PL2和連接點B的電流路徑。已被存儲在寄生電感器PL1、PL2中的能量因此可被傳送到高壓側(而不是被齊納二極體等消耗)，且因此可顯著減少損耗。現在描述將涉及用於驅動電晶體Taci和Tac2的驅動器的電源配置示例。圖25不出用於驅動電晶體Taq和Tac2的驅動器的電源配置的第一工作不例。圖25中與圖21等同的那些部分被賦予相同的附圖標記，且省略其更詳細的描述。圖25中描述的電壓值是示例。在圖25所示的第一工作示例中，電晶體ΤΑα和TAe2分別是常關電晶體。在電池BI的電壓是12V的示例情況下，用於驅動電晶體ΤΑα的柵驅動器DVl需要通過將大於電晶體Taci的閾值電壓值的電壓加到電晶體ΤΑα的源電壓(例如，12V)而得到的電壓的電源(例如24-V電源)，而用於驅動電晶體Tac2的柵驅動器DV2需要通過將大於電晶體Tac2的閾值電壓值的電壓加到電晶體Tac2的源電壓(例如，12V)而得到的電壓的電源(例如24-V電源)。鑑於上述問題，在圖25所示的第一工作示例中，存在連接到柵驅動器DVl的電源(例如24-V電源)，由此電晶體Tu的漏極電壓穿過電阻器Rl和逆電流防止二極體Dl並且通過電容器Cl進一步平滑以得到直流電壓，且存在連接到柵驅動器DV2的電源(例如24-V電源)，由此電晶體IY2的漏極電壓穿過電阻器R2和逆電流防止二極體D2並且通過電容器C2進一步平滑以得到直流電壓。而且，儘管未示出，還存在連接到柵驅動器DVl的電壓電源(例如電晶體ΤΑα的源極端子)用於斷開電晶體ΤΑα，且還存在連接到柵驅動器DV2的電壓電源(例如電晶體ΤΑα的源極端子)用於斷開電晶體1\。2。與圖25中的第一工作示例不同，還可能使電源(例如，24-V電源)連接到柵驅動器DV2，由此電晶體IY2的漏極電壓用於獲得直流電壓，且可能使電源(例如，24-V電源)連接到柵驅動器DV1，由此電晶體IY2的漏極電壓用於獲得直流電壓。獲得用於驅動電晶體TAa、Tac2的所述電源電壓的原因是如圖23所示，當電晶體ΤΑα斷開時電晶體ΤΑα的漏極電壓和當電晶體Tac2斷開時電晶體Tac2的漏極電壓等於電池BI的電壓(例如，12V)乘以約為2的因數(例如，約為24V)。根據所述的電源配置，不需要提供用於生成通過將大於電晶體ΤΑα的閾值電壓值的電壓加到電晶體ΤΑα的源極電壓(例如，12V)而得到的電壓的特別電路(例如用於使電池Β3的輸出電壓升高到該電壓的兩倍的電路)，也不需要提供用於生成通過將大於電晶體Tac2的閾值電壓值的電壓加到電晶體Tac2的源極電壓(例如，12V)而得到的電壓的特別電路(例如用於使電池Β3的輸出電壓升高到該電壓的兩倍的電路)；該電路配置因此變得較簡單。圖26示出用於驅動電晶體Taci和Tac2的驅動器的電源配置的第二工作示例。圖26中與圖21等同的那些部分被賦予相同的附圖標記，且省略其更詳細的描述。圖26中描述的電壓值是示例。在圖26所示的第二工作示例中，電晶體ΤΑα和TAe2中的每一個都是常開電晶體。在這種情況下，用於驅動電晶體ΤΑα的柵驅動器DV3不需要大於電晶體ΤΑα的源極電壓(例如，12V)的電壓電源，用於驅動電晶體Tac2的柵驅動器DV4也不需要大於電晶體Tac2的源極電壓(例如，12V)的電壓電源。鑑於上述問題，在圖26所示的第二工作示例中，用於其它控制電路的電源(例如，5-V電源)連接到柵驅動器DV3和DV4。更具體地，用於其它控制電路的電源(例如，5-V電源)被其它控制電路(例如，傳感器、用於驅動其它電晶體的驅動器等)以及柵驅動器DV3和DV4共享 。而且，儘管未示出，還存在連接到柵驅動器DV3的電壓電源(例如，12V電源)用於導通電晶體ΤΑα，且還存在連接到柵驅動器DV4的電壓電源(例如，12V電源)用於導通電晶體TAC2。根據所述的電源配置，不需要向柵驅動器DV3和DV4提供專用電源，因此可減少構成電源電路的組件的數量。而且，在圖26所示的第二工作示例中，可通過使用具有比基於Si的電晶體低的導通電阻的化合物電晶體(諸如基於GaN的電晶體或基於SiC的電晶體)作為電晶體ΤΑα和I^2來進一步減少損耗，這些電晶體ΤΑα和Tak為常開電晶體。在化合物電晶體用於電晶體ΤΑα和Tac2的情況下，由於在例如基於GaN的電晶體的源極和漏極之間沒有形成內置二極體，還可將二極體連接到與電晶體ΤΑα和Tak並聯的位置，與圖25類似，然而圖26未示出電晶體ΤΑα和TAe2的並聯二極體。現在描述將涉及第二優選示例的推挽電路。圖27示出按第二優選示例的推挽電路的配置。圖27中與圖21相同的部分被賦予相同的附圖標記，且省略其詳細描述，例外是圖1lA中的電晶體ΤΑα和TAe2，其在圖27中變為電晶體ΤΑαΑ和TAe2A。圖27中第二優選示例的推挽電路是其中從圖21所示的第一優選示例的推挽電路中取走~■極管Daq和Dac2,並代替地提供用於同步整流的電晶體Taqb和TAe2B。有可能確保更大的效率增加，因為通過執行同步整流可減少與二極體相稱的損耗。在圖27所示的按第二優選示例的推挽電路中，在電晶體Tu已經從「導通」切換到「斷開」之後電晶體τΑαΒ必須從「斷開」切換到「導通」，在電晶體ΤΑαΑ從「導通」切換到「斷開」之前電晶體Tacib必須從「導通」切換到「斷開」，在電晶體IY2已經從「導通」切換到「斷開」之後電晶體Tac2b必須從「斷開」切換到「導通」，且在電晶體Taka從「導通」切換到「斷開」之前電晶體Tac2b必須從「導通」切換到「斷開」。出於此原因，電晶體Tu、IY2、TAaA、TAC2A、Tacib和Tac2b在「導通」和「斷開」之間的切換可通過例如如圖28所示的時序實施。在圖27所示的第二優選示例的推挽電路中用於驅動電晶體ΤΑα和TAe2的驅動器的電源配置的示例與在圖21所示的第一優選示例的推挽電路的情況相似，因此省略其描述。如果圖11A、12和14所示的固定因數雙向DC/DC轉換器不具有電壓改變功能，則在電池如所示地連接到輸出單元的情況下電路可能被固定因數DC/DC轉換破壞。為此，採用其中電感器PL1、PL2和SLl加至圖11A、12和14中所示的固定因數雙向DC/DC轉換器以及其中圖11A、12和14中所示的固定因數雙向DC/DC轉換器具有電壓改變功能的配置。類似地，如果圖1lB所示的固定因數雙向DC/DC轉換器不具有電壓改變功能，則在電池如所示地連接到輸出單元的情況下電路可能被固定因數DC/DC轉換破壞。為此，採用其中電感器PL1、PL2和SL2加至圖1lB中所示的固定因數雙向DC/DC轉換器以及其中圖1IB所示的固定因數雙向DC/DC轉換器具有電壓改變功能的配置。然而，在使用圖11A、11B、12或14所示的固定因數雙向DC/DC轉換器中的任一個代替由圖8所示的DC/DC轉換器的第一開關電路11、變壓器TRl和第二開關電路12構成的電路的情況下，不需要向固定因數雙向DC/DC轉換器提供這些電感器，因為升壓/降壓斬波電路13 (可變因數雙向DC/DC轉換器)被提`供給圖8所示的DC/DC轉換器。上述實施例的內容和上述修改示例可按任何組合實現，只要沒有不兼容性即可。
權利要求
1.一種DC/DC轉換器，包括: 第一 DC/DC轉換器，以及 第二 DC/DC轉換器，用於實施從所述第一 DC/DC轉換器提供的電壓的DC/DC轉換； 其中所述第一 DC/DC轉換器或所述第二 DC/DC轉換器之一是固定因數DC/DC轉換器，以及 所述第一 DC/DC轉換器或所述第二 DC/DC轉換器中的另一個是可變因數DC/DC轉換器。
2.按權利要求1所述的DC/DC轉換器，其特徵在於， 所述固定因數DC/DC轉換器是具有變壓器的絕緣型DC/DC轉換器，以及 所述可變因數DC/DC轉換器是非絕緣型DC/DC轉換器。
3.按權利要求1或2所述的DC/DC轉換器，其特徵在於， 所述第一 DC/DC轉換器是可變因數DC/DC轉換器， 所述第二 DC/DC轉換器是固定因數DC/DC轉換器， 所述DC/DC轉換器包括連接到所述第一 DC/DC轉換器和所述第二 DC/DC轉換器之間的連接點的負載電路， 所述負載電路是能夠在操作狀 態和非操作狀態之間切換的負載電路，以及 所述第一 DC/DC轉換器和所述第二 DC/DC轉換器是用於實施降壓操作的DC/DC轉換器。
4.按權利要求1至3中的任一項所述的DC/DC轉換器，其特徵在於， 所述第一 DC/DC轉換器和所述第二 DC/DC轉換器是雙向DC/DC轉換器。
5.按權利要求4所述的DC/DC轉換器，其特徵在於， 在所述DC/DC轉換器開始從所述固定因數DC/DC轉換器到所述可變因數DC/DC轉換器的功率傳輸操作之前， 所述可變因數DC/DC轉換器在從所述可變因數DC/DC轉換器向所述固定因數DC/DC轉換器的方向上實施DC/DC轉換並且逐漸升高所述固定因數DC/DC轉換器和所述可變因數DC/DC轉換器之間的連接點的電壓。
6.按權利要求1至5中的任一項所述的DC/DC轉換器，其特徵在於， 所述第一 DC/DC轉換器的操作頻率和所述第二 DC/DC轉換器的操作頻率彼此不同。
7.一種太陽能充電系統，包括: 太陽能電池； 用於存儲從所述太陽能電池輸出的電能的第一電能存儲設備； 具有比所述第一電能存儲設備高的電壓的第二電能存儲設備；以及 用於在所述第一電能存儲設備和所述第二電能存儲設備之間傳送電能的DC/DC轉換器； 其中所述DC/DC轉換器是權利要求1至6中的任一項所述的DC/DC轉換器。
8.一種可移動體,包括: 權利要求7所述的太陽能充電系統。
9.按權利要求8所述的可移動體，其特徵在於， 從所述第二電能存儲設備輸出的電能被提供給所述太陽能充電系統，用作驅動所述可移動體的電 能。
全文摘要
本發明涉及DC-DC轉換器、太陽能充電系統及可移動體。該DC/DC轉換器包括第一DC/DC轉換器以及用於實施從第一DC/DC轉換器提供的電壓的DC/DC轉換的第二DC/DC轉換器。第一DC/DC轉換器或第二DC/DC轉換器之一是固定因數DC/DC轉換器，以及第一DC/DC轉換器或第二DC/DC轉換器中的另一個是可變因數DC/DC轉換器。
文檔編號H02M3/335GK103095142SQ20121042819
公開日2013年5月8日 申請日期2012年10月31日 優先權日2011年10月31日
發明者巖田浩, 矢追善史, 小宮健治, 野村勝, 太田佳似 申請人:夏普株式會社