匹配天線的方法和裝置的製作方法

2023-09-13 04:11:20 1

專利名稱：匹配天線的方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及在發射條件下無線電設備的天線的匹配，並且其包括 匹配方法和匹配裝置二者。本發明特別能夠用於小型移動終端。
背景技術：
使無線電設備的天線阻抗與饋送天線的發射機的功率放大器相匹配
是傳輸技術中的通常布置(arrangement)。通過匹配能夠使天線的輻 射功率儘可能高且與功率放大器的功率成比例。天線匹配得越差，從
天線向功率放大器反射的場強就越高且與向天線傳播的場強成比例。 如果儘管匹配降低但仍然需要一定的發射功率，則必須增加功率放大 器的增益，這樣就會在輸出級中導致增加的電流消耗並可能導致發熱 問題。
天線的匹配會由於外部和內部的原因而惡化。如果設備接近某導電 物體，則天線的阻抗將改變。同樣地，在移動終端通常處於連接期間 時，用戶的頭和手會導致阻抗的顯著變化。其次，功率放大器的內部 輸出阻抗取決於發射功率當功率增加時，放大器的輸出阻抗就降低， 反之亦然。這意味著如果當發射功率具有一定值時匹配良好，則功率 的變化導致匹配的惡化。由於這些原因，使天線匹配可適應從而使得 其變化為每次都適應環境是有利的。在這種情況下，從天線反射的場 強信息用於控制匹配電路，從而使得天線匹配總是儘可能的好。
圖1和圖2中是從US 5， 778， 308公開文件已知的可適應匹配的示 例。該圖以簡化的框圖的形式示出了發射機的傳輸路徑。在信號的傳 播方向上串聯連接的有發射機的功率放大器110，定向耦合器120, 電抗匹配電路130和天線140。定向耦合器和匹配電路屬於天線的匹配 裝置，其進一步包括控制單元150、檢測器160、模數轉換器170和數 模轉換器180。
天線匹配永遠都不會是完美的，所以傳播場(propagating field) ff的特定部分re會被反射回去。定向耦合器提供兩個測量信號從其埠 P3接收與反射場成比例的射頻電壓，而從其埠 P4接收與傳播
場成比例的射頻電壓。這些測量信號被檢測器160轉換成直流電壓，
並被所述AD轉換器170進一步轉換成二進位位。由AD轉換器提供的
數位訊號被導引至控制單元150。控制單元產生三個控制信號，它們都
被所述DA轉換器180轉換成模擬的。模擬控制信號被導引至匹配電路
130的控制輸入端A、 B和C。控制單元也可以是模擬的，在這種情況
下就自然不需要AD和DA轉換器了。
圖1中的調節原理如下控制單元150根據由定向耦合器提供的測
量信號計算反射信號和傳播信號的比率、或者天線的反射係數，並嘗 試保持其儘可能低。當天線匹配由於某種原因而惡化時，控制單元搜
索控制信號A、 B和C的該值，使得反射係數變得更低因而天線匹配再 次提高。圖2示出了匹配電路130的結構的示例。匹配電路包括三個 可調的電抗電路，以使它們形成TT型的網絡。在發射信號的傳播方向 上，首先有第一電抗電路131，其是橫向並聯諧振電路。然後有第二電 抗電路132,其是縱向串聯諧振電路，最後有第三電抗電路133,其是 橫向並聯諧振電路。每個電抗電路包括電容二極體作為調節元件。第 一電抗電路的電容二極體或第一電容二極體CD1淨皮通過所述控制輸入 A進行控制，第二電容二極體CD2被通過控制輸入B進行控制，而第三 電容二極體CD3被通過控制輸入C進行控制。每個控制信號被導引通 過線圏，從而射頻信號不會到達DA轉換器。另外，在傳輸路徑中有隔 離電容器(blocking capacitor),以致每個控制電壓只能進入待控 制的電容二極體。
眾所周知，並聯諧振電路在低於諧振頻率的頻率處是電感性的而在 高於諧振頻率的頻率處是電容性的。此外，串聯諧振電路在低於諧振 頻率的頻率處是電容性的而在高於諧振頻率的頻率處是電感性的。在 控制單元130中已經對每個電抗電路的控制電壓值進行編程，這些控 制電壓值對應於其諧振條件以及一些電容和電感值。因此發射條件中 的最優匹配的搜索過程按如下方式進行首先，例如第一電抗電路131 被設置成諧振狀態，在這種情況下其代表高阻抗因而根本不影響匹配， 而第二電抗電路132被設置成對應一定的電容。第三電抗電路133的 電抗從一定的電容值逐步地變成一定的電感值，並且在每一步中都計 算反射係數值。在第二階段，第二電抗電路被設置成對應一定的電感，第三電抗電路的電抗再次從一定的電容值逐步地變成一定的電感值，
並且在每一步中都計算反射係數值。在第三階段，第三電抗電路133 被設置成諧振狀態，在這種情況下其代表高阻抗因而根本不影響匹配， 而第二電抗電路132被設置成對應一定的電容。第一電抗電路131的 電抗從一定的電容值逐步地變成一定的電感值，並且在每一步中都計 算反射係數值。在第四階段，第二電抗電路被設置成對應一定的電感， 第一電抗電路的電抗再次從一定的電容值逐步地變成一定的電感值， 並且在每一步中都計算反射係數值。從這樣獲得的所有反射係數值中 選擇最小的一個，並且將相應的控制輸入至匹配電路。該過程開始執 行，例如每秒兩次。如果反射係數低於確定的下限，則不執行該過程。 另一方面，如果反射係數高於確定的上限，則控制單元又不執行該過 程，而是發出警報。
在之前描述的解決方案中使用的電容二極體會導致如下缺點根據 該解決方案的匹配電路不大適合發射機，因為當功率相對高時其電容 二極體不按可接受的方式運行。另外，當功率低時，它們所產生的損 耗又是顯著的。而且，串聯二極體在實踐中會產生反射，因為這種類 型的半導體被設計用於50Q的阻抗水平，而功率放大器的輸出阻抗通 常明顯更低。上面所描述的解決方案的缺點還在於它包括相對複雜的 調節算法。

發明內容
本發明的目的是以新的方式實現天線匹配從而減少上述缺點。根 據本發明的方法的特徵在於在獨立權利要求1中所指定的那些。根據 本發明的裝置的特徵在於在獨立權利要求6中所指定的那些。本發明 的一些有利的實施例記載在從屬權利要求中。
本發明的基本思想如下通過TT型的電抗匹配電路來調節發射機 的功率放大器的輸出中的天線阻抗，其組件值(component value)能 夠從相對廣泛的大批備選項中進行選擇。通過僅位於匹配電路的橫向 分支中的多路開關來選擇組件值。該開關由控制單元設置，其輸入變 量是由定向耦合器提供的SWR值、每次使用的工作頻帶(operating band)和發射功率值。匹配是基於將被定期執行的調節過程，在該調 節過程中控制單元嘗試開關狀態的不同組合併且最終選擇帶來最小SWR值的組合。在調節過程的開始，控制單元根據輸入變量的當前值減 少將嘗試的組合的數量。
本發明的優點在於在一定期間內發射機的平均效率提高。這是由 於下述事實在根據本發明的裝置中，儘管放大器的內部輸出阻抗與 從輸出到天線的阻抗將由於外部原因或者頻帶變化而力求彼此不同， 天線匹配也保持相對良好。還可以將由於發射功率的變化引起的阻抗 變化考慮在內。效率的提高導致無線電設備的電流消耗降低並且功率 放大器不會發熱太多。該效率保持相對良好也是由於下述事實調節 組件是低損耗開關，並且沒有調節組件串聯位於傳輸路徑中。本發明 進一步的優點在於天線阻抗的調節算法相對簡單和快捷。這是因為下 述事實能夠根據匹配電路的控制單元的輸入信息迅速排除開關狀態 的大多數組合。


下面詳細描述本發明。將參照附圖，在附圖中
圖1以框圖形式示出了根據現有技術的可適應匹配的示例，
圖2示出了圖1中的匹配電路的結構的示例，
圖3以框圖形式示出了根據本發明的裝置的示例，
圖4示出了屬於根據本發明的裝置的匹配電路的結構的原理，
圖5示出了根據圖4的匹配電路的實現的示例，
圖6以框圖形式示出了根據本發明的控制單元的原理結構，
圖7以流程圖形式示出了根據本發明的方法的示例，
圖8示出了減少匹配電路的開關將嘗試的狀態組合數量的示例，
該減少屬於根據本發明的方法，
圖9藉助於反射係數示出了配備有根據本發明的裝置的天線的匹
配的示例，以及
圖IO藉助於Smith圖示出了配備有根據本發明的裝置的天線的匹 配的示例。
具體實施例方式
已經結合現有技術的描述對圖l和圖2進行了解釋。
圖3以方框圖的形式示出了無線電設備的發射機中的根據本發明的裝置的示例。在發射機的傳輸路徑中，存在沿信號傳播的方向命名
的發射機的功率放大器310、定向耦合器320、電抗匹配電路330和天 線340。除了定向耦合器和匹配電路之外，具有其耦合的匹配電路的控 制單元350屬於該匹配裝置。
放大器310的發射功率能夠被功率控制信號PWC改變，功率控制 信號PWC表示功率的設定值並由發射功率的設置單元302提供。在放 大器中產生與真實的發射功率成比例的測量信號PWM，該信號被用作反 饋信號以使發射功率等於它的設定值。定向耦合器320輸出兩個測量 信號與反射場(reflected field) re成比例的射頻電壓VRE是從其 埠P3接收的，而與傳播場(propagating field) ff成比例的射頻電 壓VFF是從其埠 P4接收的。當天線匹配由於某種原因而惡化時，反 射場的相對強度增加。
在這個示例中匹配電路的控制單元350有四個輸入。 一個輸入連 接到無線電設備的工作頻帶的設置單元301，從該單元接收指示當前工 作頻帶的頻帶信號BND。例如從900 MHz範圍到1.8GHz範圍的頻帶變 化可理解地會導致天線的阻抗變化，由於該原因而必須改善匹配。第 二輸入連接到發射功率的所述設置單元302，從該設置單元302接收與 發射功率的設定值成比例的功率信號PWR。對於功率放大器特別的是， 它的內部輸出阻抗取決於發射功率發射功率越高，輸出阻抗通常越 低。如果阻抗變化沒有被補償，則功率的變化會導致匹配的顯著惡化。 可選地，控制單元能夠被編程以使其將發射功率的一定值(例如接近 最大功率的值)用作默認值，在這種情況下就不使用功率信號PWR並 且沒有第二輸入。控制單元的第三和笫四輸入連接到定向耦合器以用 於產生與反射場和傳播場成比例的所述電壓VRE和VFF。控制單元的輸 出SET (設置)又連接到匹配電路330以用於選擇其組件值。
匹配電路的組件值通過多路開關(其數量至少為2)進行選擇。開 關具有一定總數量的狀態組合。控制單元350定期執行調節過程。天 線的駐波比或SWR從由定向耦合器提供的測量信號VRE和VFF獲得。 SWR能夠通過硬體用轉換器獲得，在這種情況下SWR值始終存在於轉換 器的輸出中，或者SWR能夠通過軟體從測量信號的檢測形式獲得。SWR 越高，匹配就越差。根據SWR值、來自信號BND的工作頻帶的信息和 發射功率的默認值或者來自信號PWR的發射功率的設定值，控制單元從開關的狀態組合的全部排列(array)中選擇充分小的排列。該選擇 是根據一定的算法進行的，其又基於在不同情況下該如何提高天線阻 抗這一事實的研究信息，該信息在設備的設計階段裙-收集。在匹配過 程中，匹配電路的開關被依次設置為屬於所述較小的排列的每個狀態 組合，並且發射信號的SWR值在每次設置中被讀取。在該過程的最後， 控制單元把開關設置為下述狀態，該狀態的組合對應於所獲得的SWR 值的最小值。
圖4示出了根據本發明的匹配電路的原理結構。匹配電路430是 TT型的網絡，它按順序包括第一橫向部分431、縱向部分432和第二 橫向部分433。縱向部分很簡單。它由電抗元件XS與天線傳輸路徑的 分離導體SCR串聯構成，該電抗元件具有某個恆定的電容或電感。通 常來說，在圖4中，符號，X，指代具有一定電容或電感的元件/組件。自 然地，該組件的電抗則取決於頻率。每個橫向部分包括至少一個具有 多個狀態的轉接開關SW1、 SWM，它們的公共端耦合至分離導體SCR， 並且每一個轉接端通過電抗元件X1、 X2、 XN耦合至傳輸路徑的接地導 體或者信號地GND。圖4中第一橫向部分431中的開關的數量用符號M 標記，將由其第一開關SW1選擇的電抗元件的數量用符號N標記。橫 向部分則能夠由多個並聯的橫向支路組成。第一和第二橫向部分中的 開關的數量可以不相等，並且將由一個開關選擇的電抗元件的數量與 其他開關的相應數量無關。匹配電路的控制SET(設置)來自屬於該匹配 裝置的控制單元，通過它的控制，每一個開關能夠被分別設置為所需 的狀態。
讓我們假定一個特殊的情形，其中兩個橫向部分都包括M個開關 並且將由每個開關選擇的電抗元件的數量都是N。這樣，匹配電路的開 關的狀態組合的總排列包括(N^N)2種備選方案或不同組合。如果例如M 是二而N是四，則狀態組合的總數量是64。
在圖4的示例中，在每一個開關和傳輸路徑的分離導體SCR之間 存在LC電路LCC，其目的是衰減開關中產生的諧頻分量並作為開關的 ESD(靜電放電)保護器。另外，當需要時，屬於LC電路功能的串聯電 容器作為隔離電容器以用於防止形成從開關控制通過導體SCR的直流 電路。
圖5示出了根據圖4的匹配電路的簡單示例。匹配電路530的每個橫向部分都包括一個開關，並且將由每個開關選擇的電抗元件的數
量為四。在這種情況下，匹配電路的狀態組合的總數變為16。第一開 關SW1的第一電抗元件是電容器C51，換言之，開關SW1的第一轉接端 通過該電容器連接到信號地。相應地，第一開關的第二電抗元件是電 容器C52,第三電抗元件是線圈L51，而第四電抗元件是線圈L52。與 線圏L51和線圏L52兩者串聯的是隔離電容器CB以用於斷開來自開關 控制的直流通路。隔離電容器的電容如此高(例如100pF)以致於它們 在天線的工作頻率處幾乎構成短路。第二開關SW2的第一電抗元件旨 在表示在天線的工作頻率處的極低電抗。為此，在第二開關的第一轉 接端和信號地之間只有隔離電容器。第二開關的第二電抗元件旨在表
示在天線的工作頻率處的極高電抗。為此，第二開關的第二轉接端是 開路。第二開關的第三電抗元件是電容器C53,而第四電抗元件是電容 器C54。匹配電路的縱向部分由電容器C5S組成。
在圖5的示例中， 一個隔離電容器CB也位於第一開關SW1的公共 端和分離導體SCR之間。
如果圖5的匹配電路以通常的雙頻PIFA方式^f吏用，其設計例如如 下C51-1.5 pF， C52=7 pF， L51-3. 3 nH， L52=22 nH， C53-1. 5 pF， C54-2. 7 pF和C5S=4. 7 pF (這裡符號Ci j既表示某個組件又表示其電 容，相應地Lij)。通過這種設計，天線阻抗能夠得以提高而不管Smith 圖中誤差的方向如何，至少得以近似提高。
圖6以方框圖的形式示出了根據本發明的控制單元的原理結構。 控制單元650是基於處理器的，在這種情況下它包括中央處理單元 651、存儲器652、輸入接口 654和輸出接口 655。控制單元進一步包 括轉換器653，它以二進位位的形式根據射頻測量信號VFF和VRE產生 天線傳輸路徑中的發射信號的駐波比SWR。也是二進位的、發射功率的 SWR信號和設定值信號PWR以及工作頻帶信號BND被導引至輸入接口 654，中央處理單元651從該輸入接口 654讀取它們。中央處理單元將 對應於匹配電路中的開關的狀態組合(其已經被選擇作為調節過程的 結果)的控制數據傳遞給輸出接口 655,該輸出接口 655進一步將該數 據發送給匹配電路。
控制單元的存儲器652含有例如匹配程序PRG，其執行匹配的調節 過程。該過程被定期啟動，啟動的間隔由軟體或者由中央處理單元651內包含的定時器電路來計算。當然，中央處理單元和整個控制單元在
任何情況下都需要時鐘信號CLK。
控制單元650及其軟體可以是它自身的單獨單元或者可以是無線 電設備中的另一個處理器的一部分。
圖7示出了根據本發明的方法的示例的流程圖。步驟701表示開 始狀態，其中發射機被設置成發射狀態。在步驟702和703中， 一直 等待直到啟動天線匹配的調節過程的最後期限屆滿為止。在步驟704 中，讀取發射功率的當前設定值和工作頻帶的信息。控制單元通過讀 取圖6中所示的輸入接口 654來提供該信息。在步驟705中，根據工 作頻帶、發射功率的設定值和SWR值來從匹配電路中的開關的狀態組 合的全部排列中定義充分小的排列或試驗排列。在該過程期間待嘗試 的狀態組合的數量於是得以減少。這種減少是根據一定的算法實現的， 該算法的示例如下。在步驟706中，設置匹配電路的開關的狀態以使 得狀態組合屬於所述試驗排列。然後(步驟707 )讀取對應於該狀態組 合的待發送信號的SWR值，並且該SWR值被保存在存儲器中。在步驟 708中，檢查屬於該試驗排列的所有狀態組合是否已經全部遍歷過。如 果沒有，則選擇新的狀態組合(步驟709 )並重新開始步驟706。當屬
於該試驗排列的所有狀態組合已全部遍歷過時，對應於所嘗試的狀態 組合的最低的一個SWR值被找到(步驟710)。在調節過程的最後(步 驟711 )，匹配電路中的開關被設定為對應於所找到的最低SWR值的狀 態。這之後重新開始步驟702，以等待該過程的下一輪執行的開始時刻。 開始時刻的間隔例如是10ms。該過程的持續時間顯著縮短，其自然依 賴於狀態組合的數量和控制單元中的處理器的性能。
可選地，在步驟704中只讀取當前工作頻帶的信息，以及在步驟 705中基於工作頻帶、發射功率的默認值和SWR值來定義試驗排列。
圖8示出了根據圖7的方法步驟705的示例。在該示例中，匹配 程序PRG首先讀取來自信號BND的工作頻帶的信息和可能來自信號PWR 的發射功率的設定值，然後基於這些信息找到匹配電路中的開關的狀 態組合(步驟81)。該狀態組合在假定外部因素不會干擾天線匹配的 前提下是最優的。根據用所討論的無線電設備進行的測量，用於不同 工作頻帶和可能發射功率的最優狀態組合被存儲在控制單元的存儲器 中，並且在步驟81中，至少頻帶的所述信息用於尋址存儲器。另外，當考慮發射功率的當前設定值時，功率的信息也被使用。如果在控制 單元內將整個發射功率範圍分為例如四個部分範圍並且工作頻帶的數
量是二，則存儲器中存在用於執行步驟81的八個不同的狀態組合。在 步驟82中，按照所述假設的最優狀況設置匹配電路中的開關的狀態， 並且讀取待發送的信號的SWR值。如果其明顯多於一個，則天線匹配 必定由於外部原因而被幹擾。從SWR值無法看出，匹配誤差是向電感 方向還是電容方向。由於該原因，在接下來的步驟83中，如果其是電 感的，則根據SWR值和當前開關狀態定義完全根據估計修正匹配誤差 的狀態組合。對應地，在步驟84中，如果該誤差是電容的，則定義另 一個完全根據估計修正匹配誤差的狀態組合。自然地，步驟83和84 的順序無關緊要。此後，操作繼續到圖7中的步驟706。在這種情況下， 所述試驗排列則只由兩個組合構成，將從其中選擇一個提供較佳SWR 值的組合。這樣，開關設置和SWR確定的循環數量得以減少，並且匹 配過程變得儘可能快。
還能夠使該調節更精確，從而使得在提供較佳SWR值的狀態組合 的"周圍"選擇一些狀態組合，其構成最終的試驗排列。"周圍"在 這裡表示下述事實對應於這些狀態組合的放大器的負載阻抗在Smith 圖中彼此接近。
根據SWR值和當前開關狀態選擇開關的狀態組合是基於計算的。 通過還把與開關狀態對應的匹配電路的阻抗用作計算中的因子來考慮 當前開關狀態。
圖9中是藉助反射係數示出的具有根據本發明的裝置的天線的匹 配的示例。該天線是通常的雙頻PIFA，並且屬於該裝置的匹配電路就 像圖5中的匹配電路那樣，並具有在其描述中所提到的組件值。該示 例涉及下工作頻帶中的匹配，在該示例中所述下工作頻帶旨在覆蓋 GSM850系統的824-894 MHz頻率範圍。在圖9中該範圍已淨皮標記為Wl。 發射功率相對較低。曲線91示出了當天線基本在自由空間中時作為頻 率的函數的反射係數Sll的波動。在這種情況下，當第一開關SW1位 於狀態3，或其公共端連接到第三轉接端，並且第二開關SW2也位於狀 態3時，獲得下工作頻帶中的最佳匹配。從曲線可以看出，在頻率範 圍Wl內反射係數是-5dB或者更好。曲線92示出了當用戶的手指在輻 射體上的天線處並且開關處於上述狀態時反射係數的波動。從該曲線可以看出，天線的較低諧振頻率已被明顯地轉移在範圍Wl之下並且在範圍Wl內反射係數只在值-3dB和-5dB之間。曲線93示出了當用戶的手指仍然位於輻射體上的相同位置處而以新的方式設置開關時反射係數的波動。此時當第一開關SW1位於狀態4而第二開關SW2位於狀態2時，獲得最佳匹配。從該曲線可以看出，已經改善了匹配從而使得在頻率範圍W1內反射係數是-lldB或者更好。
對於上工作頻帶，當天線匹配惡化時，可以類似地來進行天線匹配的改善。
在圖10中是通過Smith圖示出的具有根據本發明的裝置的天線的匹配的示例。在該示例中，天線和匹配電路與圖9的示例中相同。圖中的阻抗曲線也對應於圖9中的反射係數的曲線。因而，曲線A1示出了當天線基本位於自由空間內時作為頻率的函數的下工作頻帶中的阻抗的波動，曲線A2示出了當用戶的手指在輻射體上的天線處並且開關狀態沒有改變時阻抗的波動，而曲線A3示出了當用戶的手指仍然位於輻射體上的同樣位置而以新的方式設置開關時阻抗的波動。
傳輸路徑的額定阻抗是50n。在曲線A1的情況下，總阻抗相對接近於中間頻帶中的總阻抗，電抗部分小。在頻帶的下邊界，阻抗明顯是電感的(Z 34Q+j37Q)。在上邊界，電抗部分又非常小，但是電阻部分下降至約15Q的值。在曲線A2的情況下，不匹配是明顯可見的，阻抗Z約變化值13Q+jlOn。在由曲線A3所示的匹配情況下，在頻帶的下邊界處阻抗幾乎精確為50f2。當移動到上邊界時，阻抗變成約80Q-j35Q的值。
以上描述了用於匹配發射條件下的無線電設備的天線的根據本發明的方法和裝置。然而，在展示該方法的流程圖中，還可以在不改變思想的情況下以其他方式且以不同於圖7和8中的順序繪製功能框。開關的狀態組合的試驗排列也能夠完全通過計算來定義，而不使用存儲器中的表。在這種情況下，先前測量中收集的信息被包括在計算公式的參數中。屬於該裝置的匹配電路的範圍可以有很大變化，並且其電抗元件的實現可以變化。它們中的至少一部分也可以是電路板表面上的短平面傳輸線。匹配電路的開關的固有切換部分例如是PHEMT(偽高電子遷移率電晶體)或者MEMS (微機電系統)型。本發明不限制天線固有的結構和類型。在由獨立權利要求1和6所限定的範圍內能夠以不
14同方式應用本發明的思想。
權利要求
1.一種用於匹配無線電設備的天線的方法，在該方法中提供將在天線的傳輸路徑中發送的信號的SWR值，並且在發射機的功率放大器和天線之間的傳輸路徑中的電抗TT型匹配電路被調節以最優化功率放大器的負載阻抗，其特徵在於匹配電路的調節是藉助於位於其橫向部分中的多路開關進行的，從而使得-讀取所使用的工作頻帶的信息(704)-根據發射功率的特定值、工作頻帶的信息和SWR值，從開關的狀態組合的全部排列中定義(705)充分小的排列或試驗排列-將匹配電路的開關依次設置(706，708，709)成根據試驗排列的每個狀態組合的狀態，並且在每次設置中確定(707)待發送的信號的SWR值-在先前步驟(707)中所得到的最低的一個SWR值被找到(710)，並且將匹配電路中的開關設置(711)成對應於這個最低SWR值的狀態，以及-定期重複根據上述步驟(704-711)的過程。
2. 根據權利要求1所述的方法，其特徵在於所述發射功率的特定值是發射功率的當前設定值。
3. 根據權利要求1所述的方法，其特徵在於為了定義所述試驗排列-至少藉助於工作頻帶的信息對存儲器進行尋址(81)，在該存儲 器中，根據用所討論的無線電設備進行的測量來存儲用於不同工作頻 帶和至少一個發射功率的最優狀態組合-按照之前從所述存儲器得到的狀態組合對匹配電路中的開關的 狀態進行設置(82),並且讀取待發送的信號的SWR值-根據所得到的SWR值和當前開關狀態，定義(83， 84)第一狀態 組合和第二狀態組合，所述第一狀態組合被布置成如果匹配誤差為電 感的則修正匹配誤差，所述第二狀態組合被布置成如果匹配誤差為電 容的則修正匹配誤差，以及-確定(707 )與第一和第二狀態組合對應的、待發送的信號的SWR值。
4. 根據權利要求3所述的方法，其特徵在於修正電感匹配誤差 的第一狀態組合和修正電容匹配誤差的第二狀態組合構成所述試驗排 列。
5. 根據權利要求3所述的方法，其特徵在於為了使所述調節更 精確，定義至少兩個狀態組合，其被布置成根據已發現哪種修正類型 提供更佳SWR值的事實來修正電感或電容匹配誤差，並且這至少兩個 狀態組合構成所述試驗排列。
6. —種用於匹配無線電設備的天線的裝置，該無線電設備的發射 機包括功率放大器(310),該功率放大器可受其輸出功率和從功率放 大器到天線(340 )的傳輸路徑所控制，所述裝置包括在所述傳輸路徑 中的定向耦合器(320 )以測量發射到天線的信號(ff )和從天線反射 的信號(re)的水平，用於根據由定向耦合器提供的測量信號(VFF， VRE)來確定天線的傳輸路徑中的信號的SWR值的裝置(653 )，和具 有其控制單元(350; 650 )的TT型可調電抗匹配電路(330; 430; 530 )， 其特徵在於匹配電路(330; 430; 530 )的縱向部分(432 )具有恆 定的電容或電感，並且其每個橫向部分(431; 432 )包括至少一個多 路開關(SW1; SWM),其公共端耦合到所述傳輸路徑的分離導體(SCR)， 且每個轉接端通過電抗元件(X1-XN)耦合到傳輸路徑的接地導體(GND)，控制單元(350; 650 )具有第一輸入，該第一輸入將連接到 無線電設備的工作頻帶的設定單元(301 )，並且控制單元從其輸入側 連接到所述定向耦合器(320 )而從其輸出側連接到匹配電路中的每個 開關以設置所述開關，所述控制單元包括-用於根據發射功率的特定值、工作頻帶的信息(BND)和SWR值 來定義匹配電路中的開關的狀態組合的試驗排列的裝置-用於將匹配電路的開關依次設置為根據試驗排列的每個狀態組 合的狀態以確定對應於這些組合的SWR值的裝置-用於比較所確定的SWR值和用於找到它們的最小值的裝置，以及-用於定期啟動天線匹配的調節過程的裝置。
7. 根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於匹配電路(430 )的 每個橫向部分(431; 432)包括兩個多路開關(SW1，SWM)，並且每個 多路開關包括4個轉接端。
8. 根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於為了實現控制單元中的所述裝置，所述控制單元是基於處理器的，並且所述控制單元包括中央處理單元(651)、存儲器(652 )、輸入接口 ( 654 )、輸出接 口 ( 655 )和存儲在存儲器中的依據調節過程的程序(PRG)。
9.根據權利要求6所述的裝置，其特徵在於所述多路開關通過 PHEMT或者MEMS技術來實現。
全文摘要
一種用於匹配發射條件下的無線電設備的天線的方法和裝置。通過π型電抗匹配電路對發射機的功率放大器的輸出中的天線阻抗進行調節，電抗匹配電路的組件值能夠從相對寬的備選排列中選擇。通過僅位於匹配電路的橫向支路中的多路開關選擇組件值。該開關由控制單元設置(706)，控制單元的輸入變量是由定向耦合器提供的SWR值、每次使用的工作頻帶和發射功率值。匹配是基於將定期執行的調節過程的，在該過程中控制單元嘗試開關狀態的不同組合併且最終選擇(710)產生最低SWR值的組合。在調節過程的開始，控制單元根據輸入變量的當前值減少(705)待嘗試的組合的數量。儘管放大器的內部輸出阻抗和從輸出端到天線的阻抗由於外部原因、頻帶改變或者輸出功率改變而導致互不相同，但天線匹配都保持相對良好。
文檔編號H04B1/04GK101689869SQ200880012496
公開日2010年3月31日 申請日期2008年4月17日 優先權日2007年4月19日
發明者K·科斯基尼米, P·拉馬錢德蘭, P·阿納馬, Z·米洛薩夫萊維克 申請人:脈衝芬蘭有限公司