一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法及系統與流程
2023-09-20 08:49:45 2
本發明屬於無線通信領域，具體涉及一種均勻子帶疊加的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信技術。
背景技術：
隨著無線通信和網際網路的發展，無線傳輸數據以指數級增長，且對通信數據傳輸的性能和速率要求越來越高。為了傳輸更多的數據，有以下方法：第一，增大信道的帶寬，但是現實中頻譜資源短缺，不能無限的增大信道帶寬，所以當前頻譜資源難以滿足日益增長的數據，成為無線通信發展的一個瓶頸；第二，通過新的波形設計方法，提高頻譜利用率，降低帶外衰減，使得信號在相同的帶寬內，傳輸更多的數據，這種方法可以在不增加頻譜資源的情況下，提高頻譜利用率。
OFDM(正交頻分復用)已經廣泛的用於3GPP LTE(3GPP長期演進)、DTMB(數位電視地面廣播)、DVB(數字視頻廣播)、WiMAX(全球微波互聯接入)等無線系統中。雖然OFDM通過正交頻分復用的方法，提高了頻譜利用率，且可以對抗多徑衰落信道，但是其頻域為sinc函數，使得發射信號的帶外衰減較慢，具有較高的帶外輻射，為了降低頻帶之間的幹擾，需要預留較多的保護帶。在LTE標準中，10％的帶寬用於降低LTE系統的帶外衰減，造成頻譜資源浪費；在DTMB和DVB標準中，信道帶寬分別存在5.5％和4.87％的浪費。OFDM系統對載波頻偏非常敏感且需要嚴格的同步。為了降低帶外衰減，提高頻譜利用率，可以在OFDM系統中添加一個濾波器，這種直接濾波的方法可以降低帶外衰減，以達到降低保護帶的間隔，提高頻譜利用率的目的。但是如果整個信道帶寬直接濾波器，所用濾波器的階數較高，使得計算複雜度非常高，為硬體實現增加了難度。
技術實現要素：
本發明的發明目的在於：針對上述存在的問題，提供一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法及系統，以提高頻譜利用率，同時降低計算複雜度。
本發明的一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法，包括下列步驟：
發射端步驟：
將整個信道帶寬均勻劃分為K個子帶，子載波間隔設置為Δf，子帶間保護帶間隔為NFGI，信道邊緣保護帶間隔為NFGI′，每個子帶的子載波數符號表示下取整，其中整個信道的最大傳輸子載波數
設置每個子帶的信號採樣率為其中m表示降低倍數，N表示移動通信系統標準的傅立葉變換採樣點數(不同的標準，N的取值不同)，通過調整m的取值，使得N/m的值最接近子帶的子載波數現有的子帶信號採樣率通常為NΔf，本發明通過降低子帶信號採樣率，從而使得採用的濾波器的階數降低，進而降低計算複雜度。
對待發送的二進位比特流數據b進行調製得到複數信號d，將複數信號d均勻劃分到K個子帶，每個子帶的子載波個數為得到K個子帶的複數信號di，子帶標識符i＝1,2,…,K，其中複數信號di的信號採樣率為fs；
分別對K個複數信號di進行OFDM調製(逆傅立葉變換、添加循環前綴得到信號其中逆傅立葉變換的採樣點數為N/m；
基於F級濾波器，每級濾波器的採樣值Lj,j＝1,2,…,F且對信號進行F級的逐級速率匹配處理：從第1級開始，基於當前級的採樣值Lj進行上採樣後，再通過第j級的濾波器進行卷積處理。即先對信號根據第1級的採樣值L1進行上採樣後，再通過第1級濾波器；接著對第1級濾波器的輸出基於採樣值L2進行上採樣後，再通過第2級濾波器；依次類推，完成逐級速率匹配；本發明通過逐級速率匹配，使得每個子帶的信號採樣率相同，其採樣率均為fs＝NiΔfi，i＝1,2,…,K，即達到和移動通信系統標準中相同的採樣率
為了進一步提高處理效率，在進行F級的逐級速率匹配處理時，先對各級濾波器進行多相分解，得到第j級的Lj個子濾波器，其中第j級的子濾波器的長度為表示第j級濾波器的長度；在進行第j級卷積濾波時，通過j級的Lj個子濾波器並行進行。
對第F級濾波器輸出的信號進行頻譜搬移處理，得到信號將K個子帶的信號疊加得到發射信號並發射。
發射信號經信道傳輸得到信號
接收端步驟：
接收信號並對信號進行發射端相同的頻譜搬移處理，得到各子帶的接收信號其中i＝1,2,…K；
基於與發射端匹配的F級濾波器、每級濾波器的採樣值Lj，對信號進行F級的逐級速率匹配處理，得到信號從第F級開始，先通過第j級的濾波器進行卷積處理，再基於當前級的採樣值Lj進行下採樣，即實現發射端的逆逐級速率匹配；
對信號去循環前綴、傅立葉變換，得到頻域信號其中傅立葉變換的採樣點數為N/m；再對K個頻域信號進行串並轉換得到信號
對信號進行解調製得到估計的二進位比特流數據
本發明把高速的碼流通過均勻子帶劃分變成較低速的碼流，以此降低信號採樣速率；然後每個子帶和多級濾波器進行卷積，以降低每個子帶的帶外衰減，提高整個系統的頻譜利用率；最後每個子帶進行相應的頻譜搬移疊加，經過無線信道發射，接收端是發射端的逆過程。在進行濾波時，採用多相多級的濾波方式，可以提高計算速度，降低計算複雜度。
對應上述通信方法，本發明還公開了一種非均勻子帶疊加的OFDM通信系統，包括發射端、接收端，其中發射端包括比特流生成單元、信號調製單元、多路分配器、OFDM調製單元、頻譜搬移單元和發射單元；接收端包括接收單元、復用器、信號解調單元、OFDM解調單元、頻譜搬移單元；同時，發射端、接收端還分別還包括速率匹配單元，其中速率匹配單元包括F組採樣單元和濾波器，採樣單元的採樣值為Lj,j＝1,2,…,F，且m表示降低倍數，且滿足N/m的值最接近子帶的子載波數(Nsc為整個信道的最大傳輸子載波數)，N表示移動通信系統標準的傅立葉變換採樣點數，將F組採樣單元和濾波器定義為1～F級速率匹配子單元；
發射端：
比特流生成單元用於生成二進位比特流數據b，並經信號調製單元調製得到複數信號d；
多路分配器將複數信號d均勻劃分為K個子帶，每個子帶的複數信號為di，每個子帶的子載波個數為得到K個子帶的複數信號di，子帶標識符i＝1,2,…,K，其中複數信號di的信號採樣率為其中Δf為子載波間隔，N為移動通信系統標準的傅立葉變換採樣點數；
通過K路OFDM調製單元，並行對K個複數信號di進行逆傅立葉變換、添加循環前綴得到信號其中逆傅立葉變換的採樣點數為N/m；
通過K路速率匹配單元，並行對K個信號進行F級的逐級速率匹配處理：從第1級速率匹配子單元開始，先基於採樣值Lj對當前輸入進行上採樣，再通過第j級濾波器進行卷積濾波並將卷積濾波結果作為後一級速率匹配子單元的輸入，其中第1級的輸入為信號
將第F級濾波器的輸出信號作為頻譜搬移單元的輸入，通過K路頻譜搬移單元完成K個信號的頻譜搬移處理，得到信號並發送至發射單元；
發射單元將K個子帶的信號疊加得到發射信號並發射。
發射信號經信道傳輸得到信號
接收端：
接收單元用於接收信號並發送給頻譜搬移單元；
K路頻譜搬移單元對信號進行發射端相同的頻譜搬移處理，得到K路接收信號並發送給速率匹配單元，其中i＝1,2,…K；
通過K路速率匹配單元，並行對K個信號進行F級的逐級速率匹配處理，得到信號從第F級速率匹配子單元開始，先通過第j級濾波器進行卷積濾波，再基於採樣值Lj進行下採樣，並將下採樣結果作為後一級速率匹配子單元的輸入，其中第F級的輸入為信號
將信號作為OFDM解調單元的輸入，通過K路OFDM解調單元完成K個信號的去循環前綴、傅立葉變換，得到K路頻域信號其中傅立葉變換的採樣點數為N/m；
復用器用於將K路頻域信號合併為一路信號並發送給信號解調單元；
信號解調單元對信號進行解調製得到估計的二進位比特流數據
綜上所述，由於採用了上述技術方案，本發明的有益效果是：
1)通過均勻子帶劃分，可以降低信號採樣率，使得濾波器階數降低；
2)在進行濾波時，採用多相多級的濾波方式，可以提高計算速度，降低計算複雜度。
附圖說明
圖1為本發明的通信原理圖
圖2為本發明系統(USS-OFDM系統)和DVB-2K系統的信號功率譜曲線。
圖3為USS-OFDM系統不同濾波器下BER的性能曲線。
圖4為在LTE標準下，USS-OFDM系統不同調製方式不同保護帶BER性能曲線。
圖5為在DTMB標準下，USS-OFDM系統不同調製方式不同保護帶BER性能曲線。
圖6為在DVB標準2K模式下，USS-OFDM系統不同調製方式不同保護帶BER性能曲線。
圖7為在DVB標準8K模式下，USS-OFDM系統不同調製方式不同保護帶BER性能曲線。
圖8為USS-OFDM系統頻譜利用率三維柱狀圖。
圖9為USS-OFDM系統不同調製方式下的計算複雜度三維柱狀圖。
具體實施方式
為使本發明的目的、技術方案和優點更加清楚，下面結合實施方式和附圖，對本發明作進一步地詳細描述。
本發明的均勻子帶疊加的OFDM通信系統(以下簡稱USS-OFDM系統)主要包括比特流生成單元、發射單元、信號接收單元、信號調製/解調製單元，子帶劃分/整合單元，OFDM調製/OFDM解調單元，速率匹配單元和頻譜搬移單元。其中速率匹配單元包括1～F級速率匹配子單元，每級子單元包括採樣單元(採樣值為Lj,j＝1,2,…,F，且)和濾波器。在選擇合適的濾波器類型(1～F級的濾波器類型相同)時，在能滿足頻域通帶內平坦度和時域主瓣寬度的條件下，選擇濾波器階數最小，且系統的性能最好的。
為了提高頻譜利用率，同時降低計算複雜度，本發明把整個帶寬均勻劃分多個子帶，每個子帶信號通過多相多級濾波器進行濾波。
在發射端，將待發送的二進位比特流數據b，經過信號調製為複數信號d，通過多路分配器將複數信號d均勻劃分為K個子帶，記為di，每個子帶子載波個數為在本發明中，整個信道帶寬傳輸的最大子載波個數其中B為系統的帶寬，Δf為子載波間隔。則整個帶寬劃分子帶的個數為：符號表示上取整。其中NFFT為將現有的採樣率降低m倍之後IFFT/FFT的採樣點數，其值為NFFT＝N/m，N為移動通信系統標準的傅立葉變換採樣點數。為了降低子帶之間的幹擾，子帶之間和信道帶寬邊緣預留保護帶不傳輸信號，則整個帶寬最多傳輸信號子載波的個數為：其中NFGI′為子帶間保護帶間隔，NFGI為信道邊緣保護帶間隔，NDC為直流分量間隔。
對得到的K個複數di，以並行的方式，依次經K路OFDM調製、速率匹配單元、頻譜搬移單元處理後，再將K路輸出疊加得到總的發射信號並通過發射單元進行發射。在接收端，同樣的將接收信號經K路、頻譜搬移單元、速率匹配單元、OFDM調製處理後，得到K路接收的頻域信號，將其復用為一路頻域信號後進行信號解調，得到估計二進位比特流數據。其中單個子帶的具體處理過程如圖3所示：
對第i子帶的複數信號di進行IFFT變換得到時域信號xi，信號xi添加循環前綴CP，得到的信號記為其中IFFT變換的採樣點數為NFFT＝N/m；
對信號進行上採樣然後依次和濾波器1，2，…F卷積濾波。信號首先經過L1倍的上採樣，經過濾波器1，然後信號經過L2倍的上採樣，經過濾波器2，直至經過LF倍的上採樣經過濾波器F，滿足L1×L2×…×LF＝m。為了降低濾波器階數，提高傳輸速率，把每級的濾波器1，2，…F分別劃分為L1,L2，…,LF個子濾波器，信號和子濾波器組進行卷積。K個子路的信號並行運算，可以大大提高運行的速度。
對第i個子帶信號進行頻譜搬移得到信號為
最後，疊加K個子帶信號得到總的發射信號疊加之後的信號經過信道得到
在接收端，信號接收單元用於獲取接收信號並通過頻譜搬移單元對接收信號進行和發射端對應的頻譜搬移，得到每個子帶的信號
對每個子帶信號先通過第F級速率匹配子單元：經第F級濾波器進行卷積濾波，再基於採樣值LF進行下採樣；以同樣的方式，再逐級通過第F-1,…,2,1級速率匹配子單元，最終得到信號
對信號去掉循環前綴，得到信號yi，並對信號yi進行FFT變換(採樣點數為NFFT＝N/m)得到頻域信號
最後，通過復用器將K個頻域信號進行串並轉換得到信號通過進行解映射得到估計二進位比特流數據
本發明的USS-OFDM系統通過對整個帶寬均勻子帶劃分，然後每個子帶通過多相多級濾波器，可以降低計算複雜度，同時提高頻譜利用率。本發明把系統運行乘法的次數作為計算複雜度。在計算複雜度時，只考慮信號通過IFFT和濾波器的乘法次數。下面公式分別表示OFDM系統，單個子帶劃分USS-OFDM系統，多個子帶劃分USS-OFDM系統在發射端的計算複雜度Γ：
其中，N為移動通信系統標準的IFFT/FFT採樣點數，m為降低倍數。K為整個帶寬劃分的子帶個數。Lf為整個帶寬劃分一個子帶時，所需濾波器的長度，且滿足在USS-OFDM系統中，為劃分K(K＞1)個子帶時，濾波器1到濾波器F的長度，L1…,LF-1,LF為濾波器上採樣的值，且滿足L1L2,…,LF-1LF＝m。濾波器1通過多相分解，可劃分為L1個子濾波器，每個子濾波器的長度為：其他濾波器可以做同樣的多相分解。
當系統不添加濾波器時，頻譜利用率為：而本發明USS-OFDM系統的頻譜利用率為：其中K為子帶劃分的個數，NFGI′為信道邊緣保護帶的間隔，滿足NFGI′＝p1Δf，NFGI為子帶間保護帶間隔，取值為NFGI＝p2Δf，Δf為子載波間隔。其中p1、p2為系統預設參數，且p2可以設置為0，不設置子帶間保護帶間隔。
圖2為DVB-2K系統和USS-OFDM(K＝1)系統的信號功率譜曲線。仿真參數為：在DVB標準2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4.464KHz，信號的採樣率為fs＝9.1423Mbps，調製方式為16QAM，不考慮信號的編解碼。OFDM系統邊緣保護帶為0.39MHz，USS-OFDM系統整個帶寬用SRRC濾波器濾波，濾波器的長度為Lf＝1025，邊緣保護帶為50KHz，其它參數和DVB標準2K模式參數相同。通過圖形知，USS-OFDM系統的帶外衰減大大降低，頻譜利用率明顯提高，但是計算複雜度較高。
圖3表示USS-OFDM系統在SRRC(平方根升餘弦)窗濾波器，hanning(漢寧)窗濾波器和kasier(凱撒)窗濾波器下和LTE系統的BER性能曲線。仿真參數為：在LTE標準下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個帶寬劃分為6個子帶，則信號進行8倍的下採樣，此時信號的採樣率為fs＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，子帶之間保護間隔為15KHz，16QAM調製，濾波器1和濾波器2的長度分別為100,80。仿真顯示：SRRC(平方根升餘弦)濾波器的性能最好，hanning(漢寧)濾波器的性能次之，kasier(凱撒)濾波器的性能最差。所以本發明選擇SSRC濾波器對USS-OFDM系統進行濾波，接收端採用匹配濾波的方法，同樣用SRRC濾波器，滿足的關係為：其中Lf為濾波器的長度，hRx(n)表示接收濾波器，表示發射濾波器。
接收濾波器
圖4表示在LTE標準下，USS-OFDM系統在不同調製方式下，固定濾波器階數，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在LTE標準下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個帶寬劃分為6個子帶，信號進行8倍的下採樣，信號的採樣率為fs＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，在進行濾波時，信號經過兩級濾波器，L1＝2為濾波器1上採樣的值，L2＝4為濾波器2上採樣的值，不同調製方式濾波器1到濾波器2的長度不同。子帶間保護帶間隔分別設置為0/1/2/3/4倍的子載波間隔。通過圖5得出，當信號在調製方式為，QPSK，16QAM，64QAM時，子帶之間保護帶分別為0/1/2/3/4倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，這將更進一步提高頻譜利用率。且隨著調製階數升高，所需濾波器階數也變大。
圖5表示在DTMB標準下，USS-OFDM系統在不同調製方式下，固定濾波器階數，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DTMB標準下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝2KHz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數為：如果整個帶寬劃分一個子帶，則需要進行4096點的傅立葉變換，信號的採樣率為fs＝4096*2KHz＝8.192Mbps，為了降低採樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，信號進行4倍的下採樣，信號的採樣率為fs＝8.192Mbps/4＝3.84Mbps，則所需濾波器階數降低。通過圖6得出，當信號在調製方式為，QPSK，16QAM，64QAM時，子帶間保護帶間隔分別為0/5/10/15倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，這將更進一步提高頻譜利用率。
圖6表示在DVB標準2K模式下，USS-OFDM系統在不同調製方式下，固定濾波器階數，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DVB標準2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4464Hz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數為：如果整個帶寬劃分一個子帶，則需要進行2048點的傅立葉變換，信號的採樣率為fs＝2048*4.464KHz＝9.1423Mbps，為了降低採樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，則信號進行4倍的下採樣，此時得到信號的採樣率為fs＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。通過圖7得出，當信號在調製方式為，QPSK，16QAM，64QAM，子帶間保護帶間隔分別為0/4/7/10倍的子載波間隔時，性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求，通過子帶劃分可以大大提高頻譜利用率。
圖7表示在DVB標準8K模式下，USS-OFDM系統在不同調製方式下，固定濾波器階數，改變子帶間保護帶間隔，比較不同保護間隔對BER性能的影響。在DVB標準8K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝1116Hz，則整個帶寬最多傳輸子載波的個數為：如果整個劃分一個子帶，則需要進行8192點的傅立葉變換，信號的採樣率為fs＝8192*1.116KHz＝9.1423Mbps，為了降低採樣率，整個帶寬劃分為4個子帶，信號進行4倍的下採樣，信號的採樣率為fs＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。子帶之間的保護帶分別設置為0/10/20/30倍的子載波間隔。通過圖8得出，當信號調製方式為QPSK時，所用濾波器1和濾波器2的階數為60,20，當信號調製方式為16QAM時，所用濾波器1和濾波器2的階數為100,60，當信號調製方式為64QAM時，所用濾波器1和濾波器2的階數為160,60，隨著濾波器階數提高，所需濾波器階數增大。當子帶間保護帶間隔分別為0/10/20/30倍的子載波間隔時，性能和DVB標準8K模式下BER性能差別不大，所以不添加子帶間保護帶，就可以滿足要求。
圖8表示LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式和USS-OFDM系統的頻譜利用率。LTE標準邊緣有1MHz的保護帶，則頻譜利用率為90％，DTMB標準的保護帶為0.44MHz，則頻譜利用率為94.5％。DVB標準的保護帶為0.39MHz，則頻譜利用率為95.13％。本發明的USS-OFDM系統在上述標準下的頻譜利用率為：其中B為整個系統的帶寬，NFGI′為邊緣保護帶，NFGI為子帶之間的保護帶，K為劃分子帶的個數。假設NFGI＝0，在LTE標準下，邊緣保護帶為NFGI′＝60KHz，在DTMB標準下，邊緣保護帶為NFGI′＝60KHz，在DVB標準2K模式下，邊緣保護帶為NFGI′＝44.64KHz，在DVB標準8K模式下，邊緣保護帶為NFGI′＝46.56KHz。通過圖9得出，USS-OFM頻譜利用率高於LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式下的頻譜利用率，USS-OFDM系統的頻譜利用率達到99％左右。
圖9表示LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式和USS-OFDM系統計算複雜度。把圖4，圖5，圖6，圖7得到的不同調製方式下的濾波器階數，帶入到公式(12)，可得到USS-OFDM系統的計算複雜度。通過圖9得出，雖然USS-OFM系統計算複雜度高於LTE標準，DTMB標準，DVB標準2K模式和DVB標準8K模式下的計算複雜度，但是相對於直接濾波器的方法，複雜度大大降低。
以上所述，僅為本發明的具體實施方式，本說明書中所公開的任一特徵，除非特別敘述，均可被其他等效或具有類似目的的替代特徵加以替換；所公開的所有特徵、或所有方法或過程中的步驟，除了互相排斥的特徵和/或步驟以外，均可以任何方式組合。