一種加權非相干超寬帶接收方法及裝置的製作方法
2023-09-10 20:21:20 1
專利名稱:一種加權非相干超寬帶接收方法及裝置的製作方法
技術領域：
本發明屬於超寬帶(UWBUltra-Wideband)通信技術領域：
，尤其涉及一種利用超寬帶多徑接收信號的分區能量進行加權合併的非相干接收技術。
背景技術：
超寬帶技術(UWBUltra-Wideband)是一種採用極寬頻帶(幾百MHz～幾個GHz)的無線電技術，其興起可以追溯自上個世紀60年代，在70～80年代應用於雷達方面取得了很大進展，即衝激雷達(Impulse Radar)。90年代後超寬帶技術在通信方面的應用研究逐漸趨熱，並在軍事通信領域取得了很大的進展。98年開始，美國等國家開始了UWB通信技術商用化的研究，2002年2月14日，美國聯邦通信委員會(FCC)批准了3.1GHz~10.6GHz用於UWB通信的頻段及相應的頻譜功率限制，標誌著UWB技術民用商用化的開始。
超寬帶UWB的定義經過了一個變化的過程。早先的UWB由美國國防部DARPA相關部門定義為發射信號帶寬與其中心頻率之比≥25％；在美國FCC批准UWB進行商用之後，給出了一個確切的UWB定義，即絕對帶寬(-10dB帶寬)≥500MHz，或者帶寬比≥20％，即可認為是超寬帶UWB。這樣，UWB從傳統上一項技術的定義，轉變成為一個帶寬的定義，而對使用的技術並沒有採取任何限制。
最早的UWB技術主要採用衝激無線電(IRImpulse Radio)的方式，即採用極窄衝激脈衝(1ns以下)進行直接輻射的方式進行發送，因此其頻譜可以從接近直流擴展到幾個GHz甚至十幾個GHz。
採用衝激技術的IR-UWB具有以下的性能特點(1)高數據傳輸率可以達到10~100Mb/s的無線數據傳輸能力；(2)低截獲率UWB具有極低的類似噪聲的功率譜密度，信號完全可以隱藏在噪聲本底以下而不易被發覺；(3)抗幹擾性UWB信號佔有上GHz的頻帶寬度，處理增益可以到達50dB以上，具有極強的抗幹擾能力；(4)抗多徑幹擾由於UWB脈衝極窄，具有ns量級的多徑分辨能力，很容易區分各個路徑的到達信號，同時也可以達到cm量級的定位精度；(5)設備簡單採用衝激無線電(IR)方式的UWB通信技術，由於無須載波調製而直接發送，可省去收發信道機部分；(6)低功耗由於設備簡單及可以採用多徑能量合併的架構，UWB通信設備的平均發送功率在mW量級，功耗的降低可以採用電池長時間供電；UWB技術主要應用在雷達、通信、定位測距等方面。雷達方面，包括成像雷達、探地雷達、透視雷達、防撞雷達等；通信方面，主要用於隱蔽通信、高速無線數據通信等；定位測距方面，主要用於小範圍精確定位和測距等，如庫房貨物管理。
自從2002年美國FCC批准UWB技術商用化後，UWB技術獲得了很大的發展。2003年，IEEE開始制訂的802.15.3a個人短距無線通信標準，目前經過篩選剩下兩個方案，一個是基於OFDM的MBO-UWB方案，支持廠商以Intel為首，另一個是基於直序擴頻的DS-UWB方案，主要支持廠商為Motorola。雖然最終還沒有確定哪個方案勝出，但採用UWB技術已成為主流趨勢。
儘管IR-UWB沒能成為IEEE 802.15.3a高速無線個域網的候選方案，但衝激無線電方案具有實現簡單、體積小、低功耗、低成本等優點，因此在一些低速無線數據方面的應用，如鑑識、定位、控制、傳感等，具有廣闊的應用前景，仍然獲得了廣泛的關注。
作為無線傳輸信號，UWB信號的傳輸信道基本上是一個多徑信道，但是與窄帶信號或者通常的寬帶信號不同的是，UWB信號由於具有超寬的頻帶，因而具有極強的多徑解析度，在接收到的多徑信號中可分辨的多徑分量大大地多於後者。一些UWB信道測量結果表明，只有很少數量的UWB多徑分量落在同一個時延片，尤其是那些時延較小的時延片。相應地，UWB信號很少出現多徑衰落現象，接收信號功率的變化通常是由陰影衰落而非多徑衰落引起的。UWB信號的這一特點，使得多徑分量信號的能量收集與合併極具價值和潛力，這對一些功率受限的UWB系統尤為重要[4]。
針對UWB多徑信號的檢測，目前為止大多數的文獻都採用基於相干接收的Rake技術進行能量收集合併[R.A.Scholtz，「Multiple Access with Time-Hopping ImpulseModulation」IEEE MILCOM』93，1993]，這主要是基於UWB信號所特有的強多徑分辨能力，採用Rake技術可以獲得最大的輸出信噪比和誤碼性能。儘管有如此的優點，但是採用Rake接收機的方式來實現UWB系統卻是非常複雜和難以實現的。首先，Rake接收機必須基於比較理想的條件，一般要求非常精確的時鐘定時估計結果和信道狀態估計結果。其次，針對UWB多徑信道的Rake接收機需要採用很大數量的Rake分支，從而大大增加了系統實現的複雜度。在一般的室內環境下，要獲得85％以上的多徑能量，有時需要超過100個多徑分支；而在更為複雜的工業環境下，收集100個最強多徑分量只能獲得比衝激響應總能量的10％略多一點，如果要獲得50％左右的總能量，則需要高達400個多徑分量，這在實際應用中顯然是不現實的[J.Karedal，S.Wyne，P.Almers，F.Tufvesson，A.F.Molisch.「Statistical analysis of the UWB channel in an industrialenvironment，」IEEE VTC2004-Fall，Sept.2004]。此外，由於傳播路徑的不同，接收到的各多徑分量在經過不同的路徑傳播後會造成信號波形不同程度的失真，各個多徑分量的波形有很大的差別，這也給相干接收模板信號的產生和處理帶來了不小的困難。綜合以上所述的困難因素，Rake接收機在實際UWB系統實現中並不常使用。
除了Rake相干接收方式外，一類自相關/差分相關接收方式[G.Durisi，S.Benedetto，「Performance of coherent and non-coherent receivers for UWB communications.」IEEE Comm.，2004 International Conf.on，June 2004]、[趙為春、劉丹譜、樂光新等，「用於超寬帶無線通信系統的相關接收機及信號接收方法」，中國專利申請號200410006412.2，公開號CN 1561006A，
公開日2005年1月5日]，可以避免或在一定程度上減輕上述的困難。當然自相關/差分相關接收方式儘管可以避免進行信道估計，但由於其內在的相關操作，仍然需要較為精確的定時估計和複雜的模擬波形存儲電路[S.Paquelet，L.M.Aubert，「An energy adaptive demodulation for high data rateswith impulse radio，」IEEE Radio and Wireless Conference，2004，Sept.2004]，因而也具有一定的系統硬體實現難度。另一類基於能量檢測的非相干接收機，由於其誤碼性能較差，在以系統性能為主要目標的UWB技術發展早期並未引起足夠的重視。當UWB系統從性能方面的研究逐漸過渡到系統實現之後，硬體實現較為簡單的能量檢測器又重新進入人們的視野。近兩年來，一些文獻[M.Weisenhorn，W.Hirt，「Robust noncoherentreceiver exploiting UWB channel properties，」Joint UWBST IWUWBS.2004International Workshop on，May 2004]、[Mi-Kyung Oh，Byunghoo Jung；R.Har jani，Dong-Jo Park，「A new noncoherent UWB impulse radio receiver，」IEEECommunications Letters，Feb.2005]對基於能量檢測的非相干接收機檢測結構及檢測性能進行了分析。一般來說，基於能量檢測的非相干接收機不僅可以避免進行精確的信道估計，而且一般只需要完成粗略的定時同步，所以非常便於系統實現。一個關於能量檢測非相干接收機的相近專利申請為[Walter Hirt，Martin Weisenhorn，「ROBUSTNON-COHERENT RECEIVER FOR PAM-PPM SIGNALS，」patent of World Intellectual PropertyOrganization，International Application NumberPCT/IB2004/003798，International Publication Date11.08.2005.International Publication NumberWO2005/074150 A1]。
從某種意義上說，能量檢測非相干接收機由於其結構簡單，是最能體現衝激無線電固有內涵的接收方式。但是另一方面，這種系統實現的低複雜度是以其誤碼性能的下降為代價的，由於非相干接收機一般是在整個脈衝符號持續時間內進行能量積分，往往會將那些信號成分小、噪聲分量大甚至有時完全是噪聲的部分收集起來，這也就在一定程度上惡化了系統的誤碼性能。針對這種情況，一些文獻提出了幾種優化方法來提高非相干接收機的誤碼性能，如積分區間的優化選擇、多區積分加權合併等。
文獻[Zhi Tian，B.M.Sadler，「Weighted energy detection of ultra-widebandsignals，」Signal Processing Advances in Wireless Communications，2005 IEEE 6thWorkshop on，June 2005]中針對每個脈衝符號幀劃分出多個子積分區間，並對各子積分區間的輸出結果進行加權及線性合併，可以有效地提高能量檢測非相干接收機的檢測及誤碼性能。該文獻中的加權接收機結構如附圖1所示。圖中所採用的是多個積分器並行積分的基本結構，這實際上需要較多的硬體資源，可以進行改進以降低系統的硬體複雜度。此外由於該文獻中加權非相干能量檢測的研究主要針對UWB開關鍵控(OOKON-OFFKeying)調製信號，因而需要考慮判決門限的最佳化等問題，並不容易獲得最佳加權係數及其相應性能的閉式表達式，因而沒有提出具體的加權係數組合數值。且雖然提到了加權積分的措施，但其加權波形是根據預先信道測量的功率時延譜(PDPPower Delay Profile)結果，並且由保存在內部存儲器中的有限種波形數據產生，並不能很好地適應實際變化的具體信道環境。
發明內容本發明的一個目的，是提供對信道變化自適應的加權非相干超寬帶接收處理方法。本發明的另一個目的，是提供一種簡單靈活、便於硬體實現的加權非相干超寬帶接收機結構方案。本發明的再一個目的，是提供適用於加權非相干超寬帶接收電路裝置的最佳和準最佳加權係數組合。
根據本發明針對超寬帶脈衝位置調製信號(UWB-PPM)時，加權非相干超寬帶接收處理步驟如下接收信號經過濾波後，進行平方運算；將整個符號積分區間劃分為前後兩個部分，並且分別劃分為多個互不重疊子積分區間；對每個子積分區間對應的隨機變量的加權採用加權模板信號波形與平方器的輸出波形相乘，加權模板信號為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時間原點為起點的單位幅度、寬度為τ的矩形脈衝函數，而ai是第i個子積分區間的加權係數，ti和TWi分別是該子積分區間相對於脈衝符號幀的起始時間及積分持續時間；進行加權能量積分後，經過採樣根據數據的極性進行符號判決。
根據本發明針對超寬帶脈衝幅度調製信號(UWB-PAM/OOK)時，加權非相干超寬帶接收處理步驟如下接收信號經過濾波後，進行平方運算；將整個符號積分區間劃分為多個互不重疊子積分區間；對每個子積分區間對應的隨機變量的加權採用加權模板信號波形與平方器的輸出波形相乘，加權模板信號為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時間原點為起點的單位幅度、寬度為τ的矩形脈衝函數，而ai是第i個子積分區間的加權係數，ti和TWi分別是該子積分區間相對於脈衝符號幀的起始時間及積分持續時間；進行加權能量積分後，經過採樣與門限比較進行符號判決。
本發明的加權非相干超寬帶接收電路裝置，其組成包括輸入信號前置濾波器、平方器、信號檢測模塊、參數估計模塊、定時控制/模板信號產生模塊五個部件，其中(1)輸入信號前置濾波器用於濾除接收信號的帶外噪聲，提高輸入信噪比；(2)平方器對輸入信號波形進行平方運算，消除極性的影響；(3)信號檢測模塊對平方器的輸出結果進行能量積分，並根據判決準則進行接收符號的判決；(4)參數估計模塊對與加權係數相關的參數進行估計，包括同步階段的初始估值及解調階段的實時遞歸估值；(5)定時控制/模板信號產生模塊產生各個模塊所需要的定時控制信號，並產生相應的加權模板信號；信號檢測模塊和參數估計模塊是本發明的加權非相干超寬帶接收電路裝置的兩個主要分支。
其中信號檢測模塊包括一個加權模擬乘法器、一個積分器、一個採樣器、一個符號判決器，而接收符號判決器可以是門限比較判決器直接進行硬判決，也可以是採用A/D變換器作為採樣器，及採用多比特軟判決器進行判決。
參數估計模塊包括一個積分器、一個高速A/D變換器、一個參數估計數字處理單元，信號檢測模塊的判決結果輸出同時反饋連接至參數估計模塊。
接收信號輸入經過前置濾波器濾波後，輸出至平方器進行平方運算；平方器的結果同時輸出至信號檢測模塊分支和參數估計模塊分支；信號檢測模塊對平方後的信號進行加權能量積分，並經過採樣後進行符號判決；參數估計模塊對加權係數有關的參數進行估計，並把結果輸出至定時控制/模板產生模塊以產生相應的加權模板信號波形。
上述處理方法中子積分區間的劃分，可以是積分時間完全相等，且完全相互銜接的多個互不重疊子積分區間；或是積分時間完全相等但不完全相互銜接的多個互不重疊子積分區間；或者是積分時間不完全相等但完全相互銜接的多個互不重疊子積分區間；或者是積分時間不完全相等也不完全相互銜接的多個互不重疊子積分區間。
本發明的加權非相干超寬帶接收電路裝置的加權係數組合，是各子積分區間對應的加權係數採用相應子積分區間的信號能量估計值，或者乘以一個對所有加權係數都相同的常數因子。加權係數組合的另一種方法，是各子積分區間對應的加權係數採用相應子積分區間的信號能量估計值的開平方根，或者乘以一個對所有加權係數都相同的常數因子。
本發明的加權非相干超寬帶接收電路裝置的加權係數組合是各子積分區間對應的最佳加權係數矢量為aopt=aTaaTh-1h=-1h,]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個對aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的待定係數，Σ＝2MC2T+2CH，是一個正定對角矩陣。
本發明有益效果提供了一套簡單靈活、便於硬體實現的加權非相干超寬帶接收電路裝置解決方案。針對超寬帶信號，該方案可以有效地提高基於能量檢測的非相干接收電路裝置的接收檢測誤碼性能，進而降低對超寬帶信號輻射功率的要求。其次，該方案改進了現有技術中關於加權非相干接收機的並行處理結構，只採用一個積分器和加權乘法器即完成了相應的加權非相干檢測工作，並且加權係數及子積分區間寬度可以靈活設置而無須調整系統結構，有效地降低了超寬帶信號接收檢測的硬體系統實現複雜度。此外，本發明提供了兩組簡單易行的適用於加權非相干超寬帶接收電路裝置的準最佳加權係數組合，這兩組加權係數不僅易於計算，而且其性能與最佳加權係數接近。
下面結合附圖，對本發明做出詳細描述。
圖1是文獻中的加權非相干超寬帶接收機功能原理框圖；圖2是本發明的加權非相干超寬帶接收電路裝置的結構方案圖；圖3是一個典型的UWB-PPM多徑接收信號波形；圖4是UWB-PPM信號在信道實現CM1-52下，不同子積分區間寬度對加權非相干接收電路裝置的誤碼性能影響，其中Ti表示子積分區間的寬度。
具體實施方式一個典型的經過脈衝位置調製的超寬帶多徑接收信號(UWB-BPPM)如附圖3所示，接收機檢測的主要工作是判斷該信號出現在前半符號周期還是後半符號周期。
假定已經獲得粗略的定時同步，可以把一個脈衝符號幀的前後各半周期劃分出K個相互不重疊的子積分區間，它們之間可以相互銜接也可以有一定間隔，但前後半周期的劃分是一致的。當不考慮加權係數時，相應的前後積分周期能量積分器輸出的兩組隨機變量可以表示為，Z0,i=titi+TWiy2(t)dtZ1,i=Tf/2+tiTf/2+ti+TWiy2(t)dt,i=1,2,...,K---(1)]]>其中ti是第i個子積分區間的起始時刻，而TWi是相應的積分時間寬度。
把每個子積分區間的輸出乘上一個加權係數ai並進行線性合併，則加權非相干接收機的判決統計量變為Z=Z0-Z1=i=1Kai(Z0,i-Z1,i)---(2)]]>為簡化分析，只考慮前置濾波器為理想低通濾波器的情形，並假定濾波器的單邊通帶帶寬W相對於UWB窄脈衝信號的單邊帶寬B(-10dB帶寬)足夠大，這樣可以認為信號分量在經過該濾波器之後基本不變，即可以把平方器的輸入近似寫為y(t)≈s(t)+n(t)，而噪聲功率為σ2＝N0W。
定義ES,i=titi+TWis2(t)dt,]]>或ES,i=Tf/2+tiTf/2+ti+TWis2(t)dt]]>為信號分量s(t)在第i個子積分區間中的能量，而總的能量積分之和為ES=i=1KES,i.]]>不失一般性，假設所有的子積分區間覆蓋整個脈衝符號幀積分區間，即有Tf/2=i=1KTWi,]]>這樣ES則等於輸入接收信號分量的能量。
當假設H0為真，也即發送符號為『0』時，每個子積分區間在前後半個符號幀中的輸出隨機變量可以分別表示為Z0,i|H012Wj=12WTWi(sj+nj)2Z1,i|H012Wj=12WTWi(nj)2---(3)]]>其中，sj和nj分別是接收信號波形經過低通濾波器後的信號分量s(t)和噪聲分量n(t)在Nyquist採樣率下的虛擬等效採樣點值。上述的兩組輸出隨機變量分別是服從2WTWi個自由度的非中心x2分布和中心x2分布，因此其均值和方差可以分別表示為0,i=12Wj=12WTWi(2+sj2)=N0WTWi+ES,i0,i2=1(2W)2j=12WTWi(24+42sj2)=N02WTWi+2N0ES,i---(4)]]>
1,i=12Wj=12WTWi2=N0WTWi1,i2=1(2W)2j=12WTWi24=N02WTWi---(5)]]>定義每個子積分區間在前後半個符號幀的輸出隨機變量的差為新的隨機變量 由於上述兩個隨機變量是相互統計獨立的，因此新得到的隨機變量
的均值和方差分別為μi＝μ0，i-μ1，i＝ES，i和i2=0,i2+1,i2=2N02WTWi+2N0ES,i.]]>當對每個子積分區間對應的隨機變量進行加權的時候，得到的統計檢測量可以表示為 考慮到表達式的簡化，進一步定義加權係數矢量為a={a1,a2,...,aK}T.]]>此外，定義各子積分區間的歸一化能量差值為Ei＝ES，i/ES，以及相對於半個符號幀周期進行歸一化的積分區間寬度為Ti＝2TWi/Tf，這樣我們可以有相應的矢量和矩陣表式h={E1,E2,...,EK}T,]]>H=diag{h},]]>以及t={T1,T2,...TK}T,]]>T=diag{t}.]]>當子積分區間的數目K足夠大時，根據中心極限定理，
近似地服從高斯分布，即 並且有z=i=1Kaii=ES(aTh)z2=i=1Kai2i2=N02WTf(aTTa)+2N0ES(aTHa)---(6)]]>由於假設發送符號『0』和『1』具有等概性，因此上述加權非相干接收機的誤碼性能可以表示為Pe=Q(zz)=Q(ES(aTh)N02WTf(aTTa)+2N0ES(aTHa))]]>=Q(aThaT[2MC2T+2CH]a)=Q(aThaTa)---(7)]]>其中，2M＝WTf等於接收信號波形的時間-頻率乘積因子的一半，C＝N0/ES是輸入信噪比的倒數；定義矩陣∑＝2MC2T+2CH，很顯然這是一個正定對角矩陣。
值得注意的是，從式(7)可以看出，加權矢量a乘上一個任意的常數將不會影響誤碼性能的結果。
此外，如果各子積分區間的時間寬度相等並且有TWi＝TW＝Tf/2K，則有∑＝(2M/K)C2I+2CH，其中I為單位矩陣。
由於加權非相干接收機誤碼性能Pe～Q(·)是一個單調下降的函數，因此可以定義代價函數為
J(a)=aThaTa---(8)]]>而相應的最佳加權係數可以公式化為aopt=argmaxaJ(a)---(9)]]>令J(a)/a＝0，並且利用矩陣求導恆等式，最後可以獲得最佳加權係數矢量aopt=aTaaTh-1h=-1h---(10)]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個對aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的待定係數，但由於如上所述並不會對誤碼性能產生影響，可以取為任意的常數值。
最後，在最佳加權係數矢量下的加權非相干接收機的誤碼性能為Pe,opt=Q(a*Tha*Ta*)Q(hT-1h)---(11)]]>儘管我們獲得了加權非相干接收機的最佳加權係數aopt，但由於該最佳係數與信噪比Eb/No有關，在實際應用中需要同時進行信號能量和噪聲功率的估計來計算該係數值，這不僅會因為估值精度而帶來加權係數的誤差，而且需要根據信噪比的變化而進行自適應調整。
因此在實際系統設計中通常考慮採用一些較為簡單的加權係數組合，其中兩個加權係數組合為a1=h={E1,E2,...,EK}Ta2=h1/2={E11/2,E21/2,...,EK1/2}T---(12)]]>這兩組加權係數可以通過對各子積分區間的能量進行估計來獲得，並避免了噪聲功率的估計，可以簡化系統設計。
針對IEEE 802.15.3a定義的信道實現CM1-52選擇子積分區間寬度分別為1ns和10ns進行分析，結果如附圖4所示。從圖中可以看出，在誤碼率為Pe＝1×10-5下，採用兩種子積分區間的加權非相干接收機的性能至少要比普通非相干接收機好3.8dB，而且兩組準最佳加權係數的誤碼性能與最佳加權係數的很靠近，尤其是子積分區間為10ns的情形。
針對上述UWB-PPM接收信號的加權非相干接收電路裝置方案如附圖2所示，該接收電路裝置主要包括兩條分支，即信號檢測模塊分支和參數估計模塊分支，此外還包括前置濾波器101、平方器102和定時控制/模板信號產生模塊301等輔助處理模塊。
前置濾波器101的設置主要是為了提高輸入信噪比，考慮到系統模型中信號設置為1ns的高斯脈衝，可以考慮將該前置濾波器的單邊通帶帶寬設為1.0~1.5GHz。這樣接收信號中的各多徑分量混疊失真的效果仍不是特別顯著，而噪聲功率可以大幅減小。
平方器102的主要作用是將含有雙極性多徑分量的接收信號波形變換為單極性的信號波形。平方器102的輸出經過功率分配後分別送至信號檢測模塊分支和參數估計模塊分支進行相應的處理。
信號檢測模塊包括模擬乘法器201、積分器202、採樣器203及判決電路204。信號檢測模塊的設計中，考慮到上述子積分區間的不重疊性，只需採用相應的差分模板信號為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中定義加權參考波形函數為W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>而Rect(t，τ)仍為單位幅度的矩形脈衝波形函數。這樣該信號檢測模塊包含的一個模擬乘法器201，與由定時控制/模板產生模塊301根據相應的加權係數產生時域波形本地模板信號ω(t)進行相乘，就簡單地完成了加權運算功能，從而得到了非常簡單靈活的加權非相干接收電路裝置結構。
信號檢測模塊因此只需要一個積分器202，判決檢測量在每一個脈衝符號幀結束時才採樣一次，而且積分器202的清洗也只需要該採樣結束後才進行一次。判決檢測量最後進入判決器204，根據採樣結果的正負輸出相應的解碼符號。判決器204可以直接進行硬判決，也可以根據多位量化的結果進行軟判決參數估計模塊需要對各子積分區間的信號能量以及噪聲功率進行估計，包括一個積分器401、一個A/D量化器402、以及一個參數估計數字處理單元403。
積分器401獲取與信號檢測模塊相同的經過平方器102後的輸入波形，針對各子積分區間進行積分。考慮到硬體實現的難易程度，設置子積分區間寬度為10ns，並且各子積分區間相互銜接。這樣所需要的A/D量化採樣率為100MHz，很容易採用成熟的商用器件進行設計。
A/D量化器402在每個子積分區間的結束處進行採樣量化，具體來說，採樣時刻點為tsi＝ti+TWi及tsi＝ti+TWi+Tf/2，共2K個數值點。A/D量化後的所有數值輸入到參數估計處理單元403，根據前述的估計算法進行相應的估值。此外，信號檢測支路中判決器204的結果反饋至該處理單元403，以協助子積分區間能量及噪聲功率的實時估計。參數估值的結果進一步用於產生加權係數的組合，最後則輸出至定時控制/模板產生模塊301並產生相應的本地模板信號。
定時控制/模板信號產生模塊301一方面產生各種所需的定時信號，包括積分器202和積分器401的清洗信號，採樣器203及A/D量化器402的採樣脈衝信號，參數估計單元403定時控制信號，以及判決器204定時控制信號，另一方面，也接收參數估計單位403的估值輸出結果，產生10ns寬度分割並具有加權係數值幅度的本地模板信號，通過相應的乘法器201對輸入信號波形進行加權。
在針對超寬帶脈衝幅度調製信號(UWB-PAM/OOK)時，具體實施方式
與前述UWB-BPPM的實施方式只存在以下不同點(1)整個符號積分區間劃分為相互銜接的多個互不重疊子積分區間，這些子積分區間的積分時間完全相等；(2)信號檢測模塊的加權方案為採用加權模板信號波形與平方器的輸出波形進行相乘來實現，加權模板信號為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時間原點為起點的單位幅度、寬度為τ的矩形脈衝函數；(3)參數估計模塊只採用一個積分器進行各子積分區間的能量積分，在每個子積分區間的結束時刻進行積分結果採樣量化，並只在每個符號幀的結束時刻進行一次積分清洗。
雖然僅僅是參考特定的具體實施例對本發明進行了圖示和說明，但是任何熟悉本領域的技術人員在本發明所揭示的技術範圍內，可以對本發明進行的形式和細節上的任何修改，都應該包含在本發明的保護範圍之內。
權利要求
1.一種加權非相干超寬帶接收方法，其步驟如下接收信號經過濾波後，進行平方運算；將整個符號積分區間劃分為前後兩個部分，並且分別劃分為多個互不重疊子積分區間；對每個子積分區間對應的隨機變量的加權採用加權模板信號波形與平方器的輸出波形相乘，加權模板信號為ω(t)＝W(t)-W(t-Tf/2)，其中W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時間原點為起點的單位幅度、寬度為τ的矩形脈衝函數，而ai是第i個子積分區間的加權係數，ti和TWi分別是該子積分區間相對於脈衝符號幀的起始時間及積分持續時間；進行加權能量積分後，經過採樣根據數據的極性進行符號判決。
2.如權利要求
1所述的加權非相干超寬帶接收方法，其特徵在於多個互不重疊子積分區間為相互銜接。
3.如權利要求
1或2所述的加權非相干超寬帶接收方法，其特徵在於多個互不重疊子積分區間的積分時間完全相等。
4.一種加權非相干超寬帶接收方法，其步驟如下接收信號經過濾波後，進行平方運算；將整個符號積分區間劃分為多個互不重疊子積分區間；對每個子積分區間對應的隨機變量的加權採用加權模板信號波形與平方器的輸出波形相乘，加權模板信號為ω(t)＝W(t)，其中W(t)=i=1KaiRect(t-ti,TWi),]]>Rect(t，τ)是以時間原點為起點的單位幅度、寬度為τ的矩形脈衝函數，而ai是第i個子積分區間的加權係數，ti和TWi分別是該子積分區間相對於脈衝符號幀的起始時間及積分持續時間；進行加權能量積分後，經過採樣與門限比較進行符號判決。
5.如權利要求
1或4所述的加權非相干超寬帶接收方法，其特徵在於上述加權係數組合是各子積分區間對應的加權係數為相應子積分區間的信號能量估計值或/乘以一個對所有加權係數都相同的常數因子。
6.如權利要求
1或4所述的加權非相干超寬帶接收方法，其特徵在於上述加權係數組合是各子積分區間對應的加權係數採用相應子積分區間的信號能量估計值的開平方根或/乘以一個對所有加權係數都相同的常數因子。
7.如權利要求
1所述的加權非相干超寬帶接收方法，其特徵在於上述加權係數組合是各子積分區間對應的最佳加權係數矢量為aopt=aTaaTh-1h=-1h,]]>其中，β＝(aT∑a)/(aTh)是一個對aopt的所有矢量元素aopt，i都相同的常數因子，h是各子積分區間內信號的歸一化能量矢量，∑＝2MC2T+2CH，是一個正定對角矩陣，而2M＝WTf等於接收信號波形的時間-頻率乘積因子的一半，C＝N0/ES是輸入信噪比的倒數，T是相對於半個符號幀周期進行歸一化的積分區間寬度對角化矩陣，H是h相應的對角化矩陣；
8.一種加權非相干超寬帶接收電路裝置，包括輸入信號前置濾波器、平方器、信號檢測模塊、參數估計模塊、定時控制/模板信號產生模塊，其中輸入信號前置濾波器用於濾除接收信號的帶外噪聲，提高輸入信噪比；平方器對輸入信號波形進行平方運算，消除極性的影響；信號檢測模塊對平方器的輸出結果進行能量積分，並根據判決準則進行接收符號的判決；參數估計模塊對與加權係數相關的參數進行估計，包括同步階段的初始估值及解調階段的實時遞歸估值；定時控制/模板信號產生模塊產生各個模塊所需要的定時控制信號，並產生相應的加權模板信號；接收信號輸入經過前置濾波器濾波後，輸出至平方器進行平方運算；平方器的結果同時輸出至信號檢測模塊和參數估計模塊；參數估計模塊對加權係數有關的參數進行估計，並把結果輸出至定時控制/模板產生模塊以產生相應的加權模板信號波形，信號檢測模塊對平方後的信號進行加權能量積分，並經過採樣後進行符號判決，信號檢測模塊的判決結果輸出同時反饋連接至參數估計模塊。
9.如權利要求
8所述的加權非相干超寬帶接收電路裝置，其特徵在於其中信號檢測模塊包括一個加權模擬乘法器、一個積分器、一個採樣器、一個符號判決器。
10.如權利要求
8或9所述的加權非相干超寬帶接收電路裝置，其特徵在於參數估計模塊包括一個積分器、一個高速A/D變換器、一個參數估計數字處理單元。
專利摘要
本發明提供一種利用超寬帶多徑接收信號的子積分區間能量進行加權合併的非相干接收方法及裝置，該方法採用了加權模板信號技術，只使用了一個積分器和加權乘法器即完成了相應的加權非相干檢測工作，並且加權係數及子積分區間寬度可以靈活設置而無須調整系統結構；同時也給出了與加權係數有關的參數估計模塊實現結構，該結構同樣只採用了一個積分器進行處理。此外，本發明提出了最佳加權係數組合的表達式，也提供了兩組簡單並且易於實現的準最佳加權係數組合。因此，本發明在提高超寬帶信號檢測非相干接收機誤碼性能的同時也有效地降低了硬體系統實現的複雜度。
文檔編號H04B1/69GK1992539SQ200510136311
公開日2007年7月4日 申請日期2005年12月31日
發明者吳建軍, 董明科, 項海格, 梁慶林 申請人:北京大學導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan