串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路的製作方法
2023-09-16 10:04:45 1
專利名稱：串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種正弦波逆變電源電路，採用串聯諧振實現功率的電流源型高頻鏈隔離傳輸的正弦波逆變電源電路。
背景技術：
目前，正弦波逆變電源廣泛應用於UPS系統、交流電機電源、感應加熱以及可再生能源系統，而高頻鏈逆變技術以其高性能、高可靠性、小型輕量等優點正逐漸替代傳統的逆變技術。根據不同的電路結構，高頻鏈逆變器主要可以分為電壓源型、電流源型及差頻模式等。
單向電壓源正弦波逆變器由於主電路中含有二極體整流部分，能量只能單向傳輸；又由於含有兩級低頻濾波，逆變器的體積相對較大、系統響應遲緩；以及它的兩級功率傳輸，電路中功率元件多、傳輸損耗較大、效率低；在其基礎上發展的準單級正弦波逆變器實現能量的雙向傳輸、減少濾波級數、加快系統響應。
雙向周波變換電壓源型正弦波逆變器採用雙向開關，在換流期間，變壓器副邊漏感、濾波電感及感性負載電流沒有續流迴路，產生電壓過衝導致電路可靠性差，電磁幹擾嚴重；採用後級有源鉗位和軟開關技術實現過壓抑止，但不可避免的增加了電路和控制的複雜性，同時也降低了電路工作的可靠性。
雙向反激型電流源逆變器相對電壓源逆變器，其電路結構相對簡單，在控制上由於開關器件較少也比較簡單；同時還解決了電壓源逆變器固有的電壓過衝問題。但由於逆變器以反激式DC/DC的功率變換工作原理為理論基礎，所有開關工作在電流斷續狀態，主開關器件承受較大的電流應力；反激型變壓器的利用效率也比較低，開關的佔空比一般不超過0.45，電源的利用率也不高，一般只適合於小功率應用範圍。
雙向差頻式逆變器，根據差頻原理，利用兩組高頻變壓器隔離和波形組合，得到具有雙向電壓源特性的差頻電壓波形，經過雙向開關的同步調製以及LC濾波，輸出為基頻的正弦波。逆變器原邊側需要兩組高頻逆變橋，電路結構複雜、開關數目眾多、逆變器的傳輸效率不高；為了實現差頻工作，還需要兩個具有兩組副邊的變壓器，這同時加大了變壓器的設計難度和電路的工作複雜性。
發明內容
為了克服現有技術中存在的上述問題，本發明提供一種串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，本發明可實現逆變器的雙向功率傳輸，所有功率開關管工作於全程零電流條件，克服電壓源高頻鏈逆變器固有的電壓過衝，實現電流源型逆變器的中、大功率容量傳輸，以及提高電源運行的可靠性。
本發明解決其技術問題採用的技術方案是前級全橋逆變電路採用具有體內反並聯二極體的四開關全橋結構，諧振電感和諧振電容的串聯諧振實現直流輸入電源向諧振電流源的轉化，並在諧振電流源的過零點實現所有功率管的開關切換；採用單原邊、雙副邊的高頻變壓器實現諧振電流源的耦合傳輸，兩個副邊繞組N2和N3為匝數相等的反極性繞制；高頻變壓器的雙副邊和具有體內反並聯二極體的四個功率管的組合可以實現四個功率管的共發射極或共陰極、半橋模式及共極電極或共陽極的連接；也可以實現變壓器的同名端的同向連接，所用開關也可用體內無二極體的開關器件與二極體組合而成；在省略輸出濾波電感的同時解決了由於濾波電感沒有續流迴路時造成的電壓過衝；並且由於採用電容濾波，在實現多模塊並聯擴展系統的功率容量時，可以等效成濾波電容的並聯；後級周波變換及濾波電路是高頻變壓器一副邊N2的同名端與後級功率管S1的集電極相連；異名端與後級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與後級功率管S2的集電極相連；同名端與後級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與後級功率管S1、S2的發射極、及負載一端相連；另一端與後級功率管S3、S4的發射極、及負載另一端相連。
本發明的有益效果是四開關的全橋結構、諧振電感和諧振電容將輸入直流電壓源轉換成高頻諧振電流源，並利用諧振電流的過零點實現所有功率管的全程零電流開關，在電路設計時無需考慮功率管的開關吸收電路。單原邊雙副邊高頻變壓器實現功率傳遞和電氣隔離；高頻變壓器的原邊電壓為輸出端負載電壓折算值，而不是直流電流電壓，因而在變壓器的設計中可以降低繞組匝數，也就相應降低了變壓器的雜散參數對電路運行的影響。高頻變壓器的雙副邊及四個功率單管的合理連接實現諧振電流源向工頻電壓源的周波變換，不僅簡化了電路結構，而且在控制上無需檢測輸出電流方向就能實現功率的雙向流動，控制邏輯簡單。周波變換部分在實現功率正向傳輸時，由功率管的體內二極體實現自然高頻換流，無需功率管的交替驅動，從而減少功率管的開關損耗。無論在功率的正向傳輸或反向傳輸時，功率管或其體內二極體都在諧振電流的過零點實現換流，所以變壓器漏感不存儲能量，從根本上消除了由於變壓器漏感造成的電壓過衝問題。輸出端採用電容濾波，因此不存在由於濾波電感沒有續流迴路造成的過壓問題；多模塊的並聯在實質上就是輸出電容的並聯，從而容易採用多模塊的熱插拔並聯實現系統的功率容量擴展。
下面結合附圖和實施例對本發明進一步說明。
圖1是本發明的第一個實施例的電氣連接圖；圖2是本發明的第二個實施例的電氣連接圖；圖3是本發明的第三個實施例的電氣連接圖；圖4是本發明的第四個實施例的電氣連接圖；圖5是本發明的第五個實施例的電氣連接圖；圖6是本發明的第六個實施例的電氣連接圖。
在上述附圖中，VDC為直流輸入電源，M1、M2、M3、M4為帶有體內反並聯二極體的前級功率管，Lr為串聯諧振電感，Cr為串聯諧振電容，N1為高頻變壓器原邊，N2為高頻變壓器一副邊，N3為高頻變壓器另一副邊，S1、S2、S3、S4為帶有體內反並聯二極體的後級功率管，Co為輸出濾波電容，RL為逆變器負載，iLr為諧振電流；Io為輸出電流，Vo為輸出正弦波電壓。
具體實施例方式
實施例1在圖1中，直流輸入電源VDC的正極與前級功率管M1、M3的漏極相連，負極與前級功率管M2、M4的源極相連；串聯諧振電感Lr一端與前級功率管M1的源極和前級功率管M2的漏極相連；另一端與串聯諧振電容Cr的一端相連；高頻變壓器原邊N1同名端與諧振電容Cr的另一端相連，異名端與前級功率管M3的源極和前級功率管M4的漏極相連，這樣就構成了串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路。高頻變壓器一副邊N2的同名端與後級功率管S1的集電極相連；異名端與後級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與後級功率管S2的集電極相連；同名端與後級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與後級功率管S1、S2的發射極、及負載一端相連；另一端與後級功率管S3、S4的發射極、及負載另一端相連，這樣就構成了串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的後級周波變換及濾波電路。
實施例2在圖2中，串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，後級周波變換及濾波電路構成如下後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3接成半橋模式。
實施例3在圖3中，串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同。後級周波變換及濾波電路構成如下後級功率管S1、S3交換位置，後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S3、S4及後級功率管S1、S2都接成共極電極模式。
實施例4在圖4中，串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，後級周波變換及濾波電路構成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，高頻變壓器雙副邊同名端同向連接，後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3都接成共發射極模式。
實施例5在圖5中，串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，後級周波變換及濾波電路構成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，並且將後級功率管S1、S2及後級功率管S3、S4接成半橋模式。
實施例6在圖6中，串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源的前級全橋LC串聯諧振逆變電路與圖1所示的實施例1相同，後級周波變換及濾波電路構成如下兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，後級功率管S1、S3交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3都接成共極電極模式。
在上述實施例中，所有標號相同的功率管的驅動信號保持一致。
權利要求
1.一種串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是前級全橋逆變電路採用具有體內反並聯二極體的四開關的全橋結構，諧振電感和諧振電容的串聯諧振實現直流輸入電源向諧振電流源的轉化，並在諧振電流源的過零點實現所有功率管的開關切換；採用單原邊、雙副邊的高頻變壓器實現諧振電流源的耦合傳輸，兩個副邊繞組N2和N3為反極性繞制；高頻變壓器的雙副邊和具有體內反並聯二極體的四個功率單管的組合可以實現四個功率單管的共發射極或共陰極、半橋模式及共集電極或共陽極的連接；也可以實現變壓器的同名端的同向連接，所用開關也可用體內無二極體的開關器件與二極體組合而成；在省略輸出濾波電感的同時解決了由於濾波電感沒有續流迴路時造成的電壓過衝，並且由於採用電容濾波，在實現多模塊並聯擴展系統的功率容量時，可以等效成濾波電容的並聯；後級周波變換及濾波電路是高頻變壓器一副邊N2的同名端與後級功率管S1的集電極相連；異名端與後級功率管S3的集電極相連；高頻變壓器另一副邊N3的異名端與後級功率管S2的集電極相連；同名端與後級功率管S4的集電極相連；輸出濾波電容Co的一端與後級功率管S1、S2的發射極、及負載一端相連；另一端與後級功率管S3、S4的發射極、及負載另一端相連。
2.根據權利要求1所述的串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3接成半橋模式。
3.根據權利要求1所述的串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是後級功率管S1、S3交換位置，後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S3、S4及後級功率管S1、S2都接成共極電極模式。
4.根據權利要求1所述的串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，高頻變壓器雙副邊同名端同向連接，後級功率管S2、S4交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3都接成共發射極模式。
5.根據權利要求1所述的串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，並且將後級功率管S1、S2及後級功率管S3、S4接成半橋模式。
6.根據權利要求1所述的串聯諧振高頻鏈正弦波逆變電源電路，其特徵是兩個副邊繞組N2和N3為同極性繞制，後級功率管S1、S3交換位置，並且將後級功率管S1、S4及後級功率管S2、S3都接成共極電極模式。
全文摘要
一種高頻鏈正弦波逆變電源電路，採用全橋LC串聯諧振和周波變換結構實現功率的電流源型高頻鏈隔離傳輸。全橋LC串聯諧振將直流電源轉換成諧振電流源，利用電流過零點實現功率管的零電流開關；單原邊雙副邊結構的高頻變壓器實現功率傳遞和電氣隔離，變壓器原邊輸入電壓為輸出端的電壓折算，變壓器的設計時可適當降低繞組匝數；雙副邊與四個功率單管的合理連接實現諧振電流源向工頻電壓源的周波變換，電路結構簡單，且無需檢測輸出電流方向就能實現功率雙向流動；無論在功率的正向傳輸或反向傳輸時，功率管或其體內反並聯二極體都在諧振電流的過零點換流，變壓器漏感不存儲能量，根本上消除變壓器漏感造成的電壓過衝；輸出電容濾波，易實現多模塊的並聯。
文檔編號H02M7/5387GK1585253SQ20041004860
公開日2005年2月23日 申請日期2004年6月2日 優先權日2004年6月2日
發明者鄔偉揚, 金曉毅, 孫孝峰, 張純江 申請人:燕山大學