用於操作功率變換器電路的方法和功率變換器電路與流程
2023-09-17 10:45:35
本發明的實施例涉及用於變換電功率的方法和功率變換器電路，特別是具有多個變換器級(變換器單元)的開關模式功率變換器電路。
背景技術：
開關模式功率變換器在汽車、工業、消費性電子產品或信息技術(IT)應用中被廣泛使用，以用於將輸入電壓變換為由負載接收的輸出電壓。在諸如CPU(中央處理單元)供電應用之類的許多應用中，要求從具有較高電壓電平的輸入電壓來生成具有相對低電平的輸出電壓。
在設計功率變換器中的一個重要的問題是降低功率損耗。一個有希望的變換器拓撲是具有多個變換器級(變換器單元)的多相變換器拓撲，每個變換器單元具有單元輸入和單元輸出，其中每個變換器單元接收功率變換器的總輸入電壓的一部分作為單元輸入電壓，且其中單元輸出被配置為並聯連接。
期望進一步降低在這種多相功率變換器中的功率損耗。
技術實現要素：
一個實施例涉及方法。方法包括：在功率變換器電路的充電周期中，在功率變換器電路的輸入節點之間串聯連接多個電容器，其中功率變換器電路進一步包括多個變換器單元，其中每個變換器單元被連接到多個電容器之一；在充電周期之後並且在激活多個變換器單元中的至少一個變換器單元前，通過接通多個變換器單元中的至少一個其它變換器單元的接地開關，來降低在多個變換器單元中的至少一個變換器單元的第一輸入節點處的電勢，其中接地開關被連接在多個變換器單元中的該其它變換器單元的第二輸入節點和接地節點之間；以及激活多個變換器單元中的至少一個變換器單元，以將電功率從連接到多個變換器單元中的該至少一個變換器單元的電容器轉移到功率變換器電路的輸出。
一個實施例涉及功率變換器電路。功率變換器電路包括：多個電容器，配置為串聯連接在功率變換器電路的輸入節點之間；多個變換器單元，其中多個變換器單元中的每個變換器單元連接到多個電容器之一；以及控制電路。控制電路被配置為在功率變換器電路的充電周期中，在功率變換器電路的輸入節點之間串聯連接多個電容器，在充電周期之後並且在激活多個變換器單元中的至少一個變換器單元之前，通過接通多個變換器單元中的至少一個其它變換器單元的接地開關，來降低在多個變換器單元中的至少一個變換器單元的第一輸入節點處的電勢，其中接地開關被連接在多個變換器單元中的該其它變換器單元的第二輸入節點和接地節點之間，且激活多個變換器單元中的至少一個變換器單元，以將電功率從連接到該至少一個變換器單元的電容器轉移到功率變換器電路的輸出。
另一個實施例涉及方法。方法包括通過具有耦合到供應電路的多個變換器電路的功率變換器電路來變換功率。變換功率包括多個連續的激活序列，且在每個激活序列中，以激活頻率激活多個變換器單元中的至少一些變換器單元。激活頻率取決於功率變換器電路的輸出功率和輸出電流中的至少一個。
另一個實施例涉及功率變換器電路。功率變換器電路包括耦合到供應電路的多個變換器電路、和控制電路。控制電路被配置為在多個連續的激活序列中操作多個變換器單元，且在每個激活序列中，以激活頻率激活多個變換器單元中的至少一些變換器單元。激活頻率取決於功率變換器電路的輸出功率和輸出電流中的至少一個。
附圖說明
下面參考附圖對示例進行解釋。附圖用來圖示基本原理，從而僅圖示用於理解基本原理的必要方面。附圖不是按比例的。在附圖中相同的附圖標記表示類似的特徵。
圖1圖示了包括功率供應電路、耦合到功率供應電路的多個變換器單元，以及控制電路的功率變換器電路的一個實施例；
圖2圖示了功率供應電路的一個實施例；
圖3圖示了實施有MOSFET開關的功率供應單元的一個實施例；
圖4圖示了功率供應電路的另一個實施例；
圖5圖示了圖4所示的功率供應電路的一種操作方式；
圖6更詳細地圖示了圖1所示的多個變換器單元之一的一個實施例；
圖7示出了圖示圖6所示的變換器單元的一種操作方式的定時圖；
圖8更詳細地圖示了圖1所示的多個變換器單元之一的另一個實施例；
圖9示出了圖示圖8所示的變換器單元的一種操作方式的定時圖；
圖10更詳細地圖示了圖1所示的多個變換器單元之一的另一個實施例；
圖11示出了圖示圖8所示的變換器單元的一種操作方式的定時圖；
圖12示出了圖示包括如圖2和圖4之一所示供應電路的功率變換器電路的一種操作方式的定時圖；
圖13示出了圖示包括如圖2和圖4之一所示供應電路的功率變換器電路的另一種操作方式的定時圖；
圖14示出了圖示包括如圖2和圖4之一所示供應電路的功率變換器電路的另一種操作方式的定時圖；
圖15圖示了控制電路的一個實施例；
圖16示出了圖示圖15所示的控制電路的一種操作方式的定時圖；
圖17圖示了包括供應電路的功率變換器電路的另一個實施例；
圖18示出了圖示圖17所示的功率變換器電路的一種操作方式的定時圖；
圖19圖示了包括供應電路的功率變換器電路的又一個實施例；
圖20示出了圖示圖19所示的功率變換器電路的一種操作方式的定時圖；
圖21圖示了在多個變換器單元之一中的第一開關的一個實施例；
圖22圖示了具有n＝6個變換器單元的功率變換器電路的驅動方案的一個實施例；
圖23示出了具有n＝6個變換器單元的功率變換器電路的供應電路和部分變換器單元；
圖24(其包括圖24A和24B)示出了圖22所示的類型的驅動方案的另一個表示；
圖25圖示了具有n＝6個變換器單元的功率變換器電路的驅動方案的另一個實施例；
圖26示出了包括並聯連接的兩個功率變換器電路的電子電路的一個實施例；
圖27圖示了在圖26所示的每個功率變換器電路中的變換器單元可以被激活的順序；
圖28(其包括圖28A和圖28B)示出了用於圖26所示的電子電路的驅動方案的實施例；
圖29圖示了在三個並聯連接的功率變換器電路的每個中的變換器單元可以被激活的順序；
圖30示出了用於包括三個並聯連接的功率變換器電路的電子電路的驅動方案的一個實施例；
圖31(其包括圖31A-31C)示出了用於在變化激活頻率下操作功率變換器電路的方法的一個實施例；以及
圖32示出了用於在變化激活頻率下操作功率變換器電路的方法的另一個實施例。
具體實施方式
在下面的詳細描述中，參考附圖。附圖形成了描述的一部分，且通過圖示的方式示出了在其中發明可被實踐的具體的實施例。要理解的是，本文中描述的各種實施例的特徵可以彼此組合，除非另外特別註明。
圖1圖示了功率變換器電路1的一個實施例。功率變換器電路1包括用於接收輸入電壓Vin和輸入電流Iin的輸入11、12，以及用於輸出輸出電壓Vout和輸出電流Iout的輸出17、18。根據一個實施例，輸入電壓Vin是直流電壓(DC電壓)。這個輸入電壓Vin可由常規電源VS提供(在圖1中以虛線圖示)，諸如開關模式功率供應、電池等。輸入電壓Vin的電壓電平在例如5V和100V之間，特別是在10V和60V之間。
輸出電壓Vout和輸出電流Iout可被供應到負載Z(在圖1中以虛線圖示)。根據一個實施例，輸出電壓Vout低於輸入電壓Vin。例如，輸出電壓Vout是大約1.2V、1.8V或大約3V。例如，負載Z是計算機伺服器應用或電信應用中的微處理器。
根據一個實施例，功率變換器電路1被配置為將輸出電壓Vout控制為基本恆定。在這種情況下，輸出電流Iout可以根據負載Z的功率消耗而變化。例如，當輸入電壓Vin基本恆定時，則輸入電流Iin可根據負載Z的功率消耗而變化。
在本實施例中輸出17、18包括第一輸出節點17和第二輸出節點18。可選地，輸出電容器19被耦合在第一和第二輸出節點17、18之間。輸出電壓Vout是在輸出節點17、18之間的電壓。等效地，輸入11、12包括第一輸入節點11和第二輸入節點12。輸入電壓Vin是在第一和第二輸入節點11、12之間的電壓。
根據一個實施例，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout參考相同的電路節點，其在下文中將被稱為接地節點。在這種情況下，第二輸入節點12和第二輸出節點18兩者都連接到接地節點，在接地節點處接地電勢是可得的。
參考圖1，功率變換器電路1包括與輸入11、12耦合的功率供應電路2。功率供應電路2被配置用於接收輸入電壓Vin和輸入電流Iin且用於從輸入電壓Vin輸出多個供應電壓V1、V2、Vn。這些供應電壓V1、V2、Vn還可被稱為直流鏈電壓。進一步，功率變換器電路1包括多個變換器單元31，32，3n，其中這些變換器單元31-3n中的每個變換器單元接收多個供應電壓V1-Vn之一，且被配置用於向輸出17、18供應輸出電流I1-In。功率變換器電路1的輸出電流Iout等於單獨變換器單元31-3n的輸出電流I1-In之和。單獨變換器單元31-3n控制他們的輸出電流I1-In，使得輸出電壓Vout具有預定義的設定值。單獨變換器單元31-3n的一種操作方式在下文中進一步詳細解釋。在圖1描繪的功率變換器電路1中，功率供應電路2輸出n＝3個供應電壓V1-Vn，並且n＝3個變換器單元31-3n耦合到功率供應電路2。然而，這僅是示例。在功率變換器電路1中實施的變換器單元的數量n是任意的且不限於n＝3。
參考圖1，變換器單元31-3n中的每個變換器單元包括具有第一輸入節點131-13n和第二輸入節點的單元輸入，且接收在相應單元輸入處的供應電壓V1-Vn之一。此外，多個變換器單元31-3n中的每個變換器單元包括具有第一輸出節點151-15n和第二輸出節點161-16n的單元輸出。單獨變換器單元31-3n的第一輸出節點151-15n耦合到功率變換器電路1的第一輸出節點17，且第二輸出節點161-16n耦合到功率變換器電路1的第二輸出節點18。
參考圖1，控制電路4控制供應電路2和單獨變換器單元31-3n的操作。在圖1中，分別由供應電路2和單獨變換器單元31-3n接收的控制信號S2、S31-S3n僅被示意性地圖示。取決於供應電路2和單獨變換器單元31-3n的具體實施，這些電路中的每個電路可接收兩個或更多控制信號，使得圖1所示的控制信號S2、S31-S3n可每個表示一個控制信號或兩個或更多控制信號。
圖2圖示了功率供應電路2的第一實施例。這個功率供應電路2包括在第一和第二輸入節點11、12之間串聯連接的多個功率供應單元(供應單元)21-2n。這些供應單元21-2n中的每個供應單元被配置用於輸出供應電壓V1-Vn之一。供應單元21-2n中的每個供應單元包括具有第一開關211-21n和第一電容存儲元件(電容器)221-22n的串聯電路，其中供應電壓V1-Vn在供應單元21-2n的第一電容器221-22n的兩端是可得的。
在圖2所示的供應電路2中，以及在下面公開的供應電路2的其它實施例中，單獨供應單元21-2n的類似的特徵具有通過下標索引"1"、"2"、"n"而彼此不同的類似的附圖標記。在下文中，如果解釋等效地適用於供應單元21-2n中的每個供應單元和他們單獨的部件，會使用沒有索引的附圖標記。等效地，變換器單元31-3n和他們的部件具有類通過下標索引"1"、"2"、"n"而彼此不同的似的附圖標記。在下文中，如果解釋等效地適用於變換器單元31-3n中的每個變換器單元和他們單獨的部件，會使用沒有索引的附圖標記。單獨供應單元21-2n中的每個單獨供應單元輸出供應電壓V1-Vn之一，且因此供應與其連接的變換器單元(圖1中的31-3n)。
參考圖2，多個供應單元2中的每個供應單元連接到(與之關聯)多個變換器單元3之一。每個供應單元2從輸入節點11、12接收它向關聯的變換器單元3供應的能量。每個供應單元2可以在充電模式和供應模式下操作。在充電模式下，供應單元2從輸入節點11、12接收能量，使得對供應單元2的第一電容器22充電。在供應模式下供應單元2準備好提供能量到與其連接的關聯變換器單元3，也就是，供應單元2準備好讓第一電容器22放電。在供應模式下一個供應單元2是否真正提供能量到關聯變換器單元3取決於變換器單元3的操作模式。這在下文中進一步詳細解釋。
在圖2描繪的供應電路2的實施例中，單獨供應單元21-2n同時在充電模式下操作。在充電模式下，控制電路4(圖2中未圖示)接通單獨供應單元21-2n的第一開關211-21n。當第一開關211-21n接通時，單獨供應單元21-2n的電容器221-22n在第一和第二輸入節點11、12之間串聯連接。單獨電容器221-22n然後每個被充電至供應電壓V1-Vn。每個供應單元的供應電壓V1-Vn取決於輸入電壓Vin和相應電容器221-22n的電容。根據一個實施例，單獨電容器221-22n的電容基本相同。在這種情況下，在充電階段結束時，單獨電容器221-22n具有基本相同的電壓電平，也就是
V 1 = V 2 = V n = V i n n - - - ( 1 ) , ]]>
其中n是供應電路2中的供應單元21-2n的數量。
單獨第一電容器221-22n是否完全充電(到前述實施例中的電壓Vin/n)或單獨電容器221-22n是否僅被部分充電(到低於Vin/n的電壓)取決於充電階段的持續時間。根據一個實施例，選擇充電階段的持續時間，使得第一電容器221-22n在充電階段期間完全充電。在充電階段結束時，控制電路4打開第一開關211-21n，且單獨電容器221-22n準備好通過單獨變換器單元31-3n放電。在這個實施例中，第一開關211-21n可同時接通和斷開，使得從控制電路4接收的一個控制信號S2可被用於控制單獨第一開關211-21n。
第一開關211-21n可被實施為常規電子開關。根據一個實施例，第一開關211-21n是電晶體。根據另一個實施例第一開關211-21n是繼電器。圖3圖示了包括被實施為電晶體的第一開關21i的一個供應單元2i的一個實施例。在這一具體的實施例中，電晶體21i是MOSFET。這個MOSFET可被實施為n型MOSFET或p型MOSFET，且可被實施為增強型(常關型)電晶體或耗盡型(常開型)電晶體，諸如耗盡型MOSFET或JFET(結型場效應電晶體)。電晶體可使用常規半導體材料來實施，諸如矽(Si)、碳化矽(SiC)、砷化鎵(GaAs)、氮化鎵(GaN)等。MOSFET具有用於接收控制信號S2的控制端子(柵極端子)和與電容器22i串聯連接的負載路徑(漏極-源極路徑)。控制電路4被配置用於生成取決於MOSFET的具體類型的控制信號S2的信號水平，使得MOSFET在供應單元2i處於充電模式時接通，且使得當供應單元2i處於供應模式時MOSFET斷開。MOSFET 21i可包括也在圖3中圖示的內部體二極體。這個體二極體的極性可被選擇為使得供應單元2的電容器22不能經由體二極體充電。為此，在圖3的實施例中體二極體的陽極連接到電容器22i。將開關21i實施為n型MOSFET僅是示例。任何其它類型的電子開關也可被使用，諸如另一類型的MOSFET，或另一類型的電晶體，諸如BJH(雙極結型電晶體)、JFET(結型場效應電晶體)或GaN-HEMT(氮化鎵高電子遷移率電晶體)。根據一個實施例，開關211-21n通過使用支持橫向功率電晶體的功率IC技術而實施。
圖4圖示了供應電路2的又一個實施例。在圖4的實施例中，供應電路2包括與供應單元21-2n串聯連接的電感器23。在圖2所示的供應電路中，輸入電流Iin在充電階段開始時可以具有相對高的電流電平(充電模式)。這個電流電平取決於之前單獨電容器221-22n已經放電了多少。在圖4的供應電路2中，電感器23幫助限制輸入電流Iin的電流電平。進一步，當通過電感器23和開關211-21n的電流基本為零時，電感器23使得可能接通和斷開供應單元21-2n的開關211-21n。參考圖4，可選的續流元件26(諸如二極體)與電感器23並聯連接。當開關211-21n在電感器23被完全消磁之前斷開時，續流元件26取得通過電感器23的電流。電感器23不必要是分立器件，而可通過包括在第一輸入節點11和第二輸入節點12之間的電容器串聯電路的電流路徑中的總雜散電感而實現。
圖4的供應電路的一種操作方式參考圖5進行解釋，其中圖示了供應電路2的操作模式和輸入電流Iin的定時圖。操作模式通過控制信號S2表示。為了解釋的目的，假設當供應電路2在充電模式下時控制信號S2具有高電平(其接通單獨第一開關211-21n)，且當供應電路在供應模式下時控制信號S2具有低電平。為了解釋的目的，進一步假設單獨電容器221-22n在充電模式開始時沒有完全充電，即單獨供應電壓V1-Vn之和低於輸入電壓Vin：
Σ k = 1 n V k
在這種情況下，輸入電流Iin在充電模式開始時增加，其中充電模式的開始是通過圖5中的時間t1表示的。參考圖5，輸入電流Iin增加到最大輸入電流Iinmax，且然後降低到零。最大輸入電流IinMAX取決於在充電階段開始時輸入電壓Vin的電壓電平和具有電容器221-22n的串聯電路兩端的電壓的電壓電平之差，其中在電壓差增加時，最大輸入電流IinMAX增加。充電時段T(其是在時間t1處的充電時段的開始和當輸入電流Iin減小到零時的時間t2之間的時間段)獨立於電壓差，且僅取決於電感器23的電感和具有多個電容器221-22n的電容串聯電路的總電容。根據一個實施例，其中供應電路2在充電模式下操作的時間段對應於充電時段T或甚至更短。
在圖4所示的實施例中，在充電時段結束時電容器串聯電路兩端的總電壓可以比輸入電壓Vin更高，也就是：
Σ k = 1 n V k > V i n - - - ( 3 ) . ]]>
總電壓是否高於輸入電壓Vin取決於當開關211-21n正在關斷時的時間點。根據一個實施例，當輸入電流Iin基本達到做大電平時，開關211-21n關斷(其在圖5的時間t1和t2之間)。在這種情況下總電壓對應於輸入電壓。然而，當開關211-21n後來斷開時，在第一時間t1和當輸入電流Iin達到最大時的時間之間(磁)存儲在電感器23中的能量，被轉移到電容器221-22n，且使得總電壓增加到高於輸入電壓Vin。根據一個實施例，為了阻止電容器221-22n放電，開關211-21n在輸入電流Iin變為零時或在這之前被斷開。
在充電模式下，由單獨供應單元21-2n輸出的供應電壓V1-Vn參考不同電勢。直接連接到第二輸入節點12的供應單元2n的供應電壓Vn參考第二輸入節點12處的電勢。這個第二輸入節點12處的電勢在下文中會被稱為第一接地電勢。直接連接到第二輸入節點12的供應單元2n在下文中將被稱為最低供應單元，且耦合到最低供應單元2n的變換器單元3n在下文中將被稱為最低變換器單元。
與最低供應單元2n相鄰的供應單元22的供應電壓V2參考P12+Vn，其中P12是指第一接地電勢且Vn是指最低供應單元2n的供應電壓。等效地，供應單元21的供應電壓V1參考P12+Vn+V2。總之，在充電模式下，一個供應單元2i的供應電壓Vi(其中2i是指供應單元21-2n中的任意一個供應單元)參考
P 12 + Σ k = i + 1 n V k - - - ( 4 ) . ]]>
在供應模式下，每個供應單元21-2n的供應電壓V1-Vn參考第二輸出節點18處的電勢，第二輸出節點18將在下文中被稱為第二接地電勢。為了這個目的，變換器單元31-3n中的每個變換器單元包括連接在對應供應單元21-2n的電容器221-22n和第二輸出節點18之間的第二開關311-31n。這些第二開關(其在下文中還將被稱為接地開關)在圖2和圖4的變換器單元31-3n中被示意性地圖示。當對應供應單元21-2n在充電模式下時，控制電路4控制這些第二開關211-21n斷開(打開)。在最低變換器單元3n中，第二開關31n是可選的且可省略。
除了充電模式和供應模式之外，每個供應單元2可處在待機模式，其中電容器22已充電且其中第一開關21和第二開關31是打開的。在這個操作模式下，通過相應供應單元提供的供應電壓V是浮動的。
可選地，另一開關24連接在具有供應單元21-2n的串聯電路和第二輸入節點12之間。這個另一開關24與第一開關211-21n同時接通和斷開。在這個實施例中，最低變換器單元3n也包括第二開關31n。在這個實施例中，輸入電壓Vin和輸出電壓Vout可以參考不同的接地電勢。也就是，輸入電壓Vin可以參考第一接地電勢，也就是在第二輸入節點12處的電勢，且輸出電壓Vout可以參考第二接地電勢，也就是，即第二輸出節點18處的電勢。
根據又一實施例，省略了非最低變換器單元3n的變換器單元31-3n之一的第二開關，而最低變換器單元3n包括第二開關31n。如果例如省略了第二變換器單元32的第二開關312，則輸出電壓Vout參考與第二變換器單元32關聯的電容器222的端子之一處的電勢。
為了實施單獨變換器單元31-3n，不同的拓撲是可能的。兩個可能的實施參考下面的圖6和圖8進行解釋。
圖6示出了變換器單元3i的一個實施例(其中3i表示變換器單元31-3n中的任意一個)。這個變換器單元3i用降壓變換器拓撲實施，且包括連接在第一輸入節點13i和第一輸出節點15i之間的具有第三開關32i和電感器33i的串聯電路，其中第一輸出節點15i連接到功率變換器電路1的第一輸出節點17。續流元件34i連接在第二輸出節點16i與第三開關32和電感器33i共用的電路節點之間。第二輸出節點16i是連接到功率變換器電路1的第二輸出節點18的輸出節點。續流元件34i可實施為常規續流元件，諸如二極體或同步整流器(SR)MOSFET。第三開關32i在下文中將被稱為控制開關。
圖6所示的變換器單元3i的一種操作方式參考圖7進行解釋，圖7示出控制第二開關31i的控制信號S31i、控制控制開關32i的控制信號S32i、以及變換器單元3i的輸出電流Ii的定時圖。控制第二開關31i的控制信號S31i在下文中將被稱為供應模式控制信號，且控制控制開關32i的控制信號S32i將被稱為電流控制信號，因為這個控制信號幫助控制輸出電流Ii。這在下文中更詳細地解釋。
根據一個實施例，控制信號S32i是以脈衝寬度調製(PWM)方式驅動控制開關32i的脈衝寬度調製(PWM)信號。也就是，有多個隨後的驅動時段，其中在每個驅動時段中，控制信號S32i針對接通時段TON接通控制開關32i且針對斷開時段TOFF斷開控制信號32i。根據一個實施例，單獨驅動周期的時段TPWM是相同的，其中佔空比(其是接通時段TON的持續時間和驅動周期的持續時間TPWM之比)可以變化。僅為了解釋的目的，假設圖7的驅動信號S32i的高電平表示控制開關32i的接通狀態，而驅動信號S32i的低電平表示控制開關32i的斷開狀態。
參考圖7，輸出電流Ii在接通時段TON期間增加而在斷開時段TOFF期間減小。圖7示出了輸出電流Ii在變換器單元3i的穩態下和在連續電流模式(CCM)下的定時圖。CCM是其中輸出電流Ii沒有在斷開時段TOFF期間減小到零的操作模式。平均輸出電流Ii可通過改變控制信號S32i的佔空比而改變。平均輸出電流可通過臨時增加佔空比而增加，且平均輸出電流可通過臨時減小佔空比而減小。控制控制開關32i的控制信號S32i還將在下文中被稱為電流控制信號。在穩態下佔空比基本恆定，諸如例如大約0.25(如果例如n＝4且Vout大約是1V)。在CCM下操作變換器單元3i僅僅是示例。還可能在非連續電流模式(DCM)下操作變換器單元3i，其中輸出電流Ii在斷開時段TOFF期間減小到零。
在接通時段TON期間，能量磁存儲在電感器33i中。在斷開時段期間，存儲在電感器33i中的能量使得輸出電流Ii繼續流動，其中續流元件34i提供允許輸出電流Ii繼續流動的續流路徑。
在圖6所示的變換器單元3i中，接地開關31i連接在第二輸入節點14i和具有整流元件34i和電感器33i的續流電流路徑之間，使得當第二開關31i已被斷開時續流電流可以流動。參考之前的解釋，當第二開關31i接通時，變換器單元3i處在供應模式下。根據一個實施例(圖7中實線所示)，接地開關31i和控制開關32i通過它們對應的控制信號S31i、S32i同時接通和斷開。在這種情況下接地開關31i和控制開關32i可通過共用控制信號S3i被控制，且僅當控制開關32i接通時，與變換器單元3i耦合的供應單元(在圖6中未示出)處在供應模式下。供應單元可在隨後的控制開關31i的接通時間之間被再充電。
根據又一實施例，接地開關31i在控制開關32i接通前接通，使得在接通接地開關31i和控制開關32i之間有延遲時間。
根據又一實施例，在關聯的供應單元被再充電之前有控制開關31i的兩個或更多驅動周期。在這種情況下接地開關31i可在幾個驅動周期中保持在接通狀態。這在圖7中以點劃線圖示。
根據再一實施例，接地開關31i被操作為控制開關，且控制開關32i用來匹配電勢。也就是，在這個實施例中，如上文中關於控制開關32i所解釋的，接地開關31i以PWM方式被驅動，且可以像上文中解釋的接地開關31i那樣來操作控制開關32i。有益的是，當續流元件34和第一開關311被實施為電晶體、特別是MOSFET時。在這種情況下，這些電晶體可使用其可以以相同的參考電勢(即在第二開關311和續流元件34i共用的電路節點處的電勢)作為參考的驅動電壓而被驅動，使得這些驅動電壓可通過共用驅動器而產生。
當圖6所示的二極體34i用充當續流元件的開關所替代時，變換器單元3i可在零電壓開關(ZVS)模式下操作。當控制開關32i是具有當控制開關32i斷開時充電的輸出電容的電子開關時，零電壓模式是特別有用的。圖8示出了包括作為續流元件的開關34i並且包括作為控制開關32i的具有輸出電容COSS的MOSFET的變換器單元3i的一個實施例。在零電壓開關模式下的這個變換器單元3i的一種操作方式參考圖9進行解釋，圖9示出輸出電流Iin、控制開關32i的控制信號S32i和續流開關34i的控制信號S34i的定時圖。
在零電壓開關模式下，當控制開關32i斷開時，續流開關34i接通，且續流開關34i保留在接通狀態，直到輸出電流Iin改變電流的流動方向(變為負的)。這個負電流(略微)磁化電感器33i。當控制開關32i處在斷開狀態時，控制開關32i的輸出電容器COSS兩端的電壓基本上對應於輸入電壓Vi和輸出電壓Vout之差。當續流開關34i斷開時，由磁化的電感器33i感應的電流使控制開關32i的輸出電容器COSS放電，使得當控制開關32i兩端的電壓基本為零時，控制開關32i可接通。這幫助降低開關損耗。
尤其當變換器單元3i在DCM或ZVS模式下進行操作時，電感器可以用比在CCM模式下更低的電感來實施。以PWM方式被驅動的開關(也就是控制開關32i或第一開關31i)的開關頻率例如是幾個MHz，諸如10MHz或甚至更多。
在圖6所示的變換器單元3i中，輸出電壓Vout的最大電壓電平低於供應電壓Vi的電壓電平。圖10示出了可以生成具有比供應電壓Vi更高的電壓電平的輸出電壓Vout的變換器單元3i的實施例。這個變換器單元3i具有升壓變換器拓撲。在這個實施例中，具有電感器33i和控制開關32i的串聯電路連接在輸入節點13i、14i之間。進一步，整流元件34i連接在電感器33i和控制開關32i共用的電路節點和第一輸出節點15i之間。像圖6的實施例中那樣，控制開關32i以PWM方式被驅動，其中每當開關32i接通，能量就磁存儲在電感器33i中。當控制開關32i斷開時，存儲在電感器33i中的能量至少部分地轉移到輸出節點15i、16i。控制開關32i和第二開關31i可同時接通和斷開。當第二開關31i已斷開時，另一整流元件35i允許輸出電流Ii流動。
圖11圖示了控制開關32i的控制信號S32i和輸出電流Ii的定時圖。在這個實施例中，輸出電流Ii僅在斷開時段期間流動。像圖6的實施例中那樣，輸出電流Ii的平均值可通過調整控制信號S32i的佔空比來控制。
上文中解釋的每個變換器單元3i可在連續電流模式(CCM)、非連續電流模式(DCM)或ZVS模式下操作。此外，變換器單元3i也可用除了降壓變換器拓撲(如圖6和8所示)和升壓變換器拓撲(如圖10所示)之外的拓撲來實施。那些其它變換器單元拓撲的示例包括降壓-升壓變換器拓撲、或升壓-降壓變換器拓撲(僅列舉兩個)。
當用如圖2和圖4之一所示的供應電路2並且用如圖6和圖8之一所示的多個變換器單元3i-3n來實施時，圖12示出了圖示圖1所示的類型的功率變換器電路1的一種操作方式的定時圖。圖12示出了每個變換器單元31-3n的控制開關32i的控制信號S321-S32n的定時圖。接地開關31i可按上文解釋的來控制，也就是每一個變換器單元3i的接地開關31i和控制開關32i可同時被控制，或者接地開關31i可在控制開關接通前已經處於接通狀態。圖12示出了PWM控制信號S31、S32、S3n的定時圖，其中這些控制信號中的每個控制信號控制變換器單元31-3n之一的控制開關(圖6和圖8中的32i)和第二開關(圖6和圖8中的31i)。圖12進一步示出了控制單獨供應單元21-2n的充電模式的供應電路控制信號S2的定時圖。在這個實施例中，單獨供應單元21-2n同時在充電模式下操作。
參考圖12，控制信號S31-S3n中的每個控制信號可具有接通電平和斷開電平之一。為了解釋的目的，假設由變換器單元31-3n接收的控制信號S31-S3n的高電平對應於接通電平，且接通變換器單元31-3n的控制開關(圖6和圖8中的32i)和接地開關311-31n，而低電平對應於斷開電平，且斷開控制開關和接地開關。等效地，供應電路控制信號S2的高電平表示供應單元21-2n的充電模式。
在圖12圖示的操作情景中，控制電路4操作單獨變換器單元31-3n，使得同一時間僅有一個變換器單元31-3n的控制開關接通。也就是在單獨變換器單元31-3n中的控制開關的接通時段TON1、TON2、TONn在時間上是不重疊的。參考上述的解釋，單獨變換器單元31-3n可在DCM模式、ZVS模式和CCM模式之一下操作，其中ZVS模式展示出最低的開關損耗。在圖12中，控制信號S3n是與最低供應單元2n耦合的最低變換器單元3n的控制信號。當輸入電壓Vin和輸出電壓Vout參考相同的接地電勢時，也就是當上述第一接地電勢和第二接地電勢相同時，最低供應單元2n可同時在充電模式和供應模式下操作。也就是，在電容器22n耦合到輸入11、12的同時，最低變換器單元3n的控制開關可被接通來接收來自最低供應單元2n的功率。因此，在圖12所示的實施例中，最低變換器單元3n的控制開關的接通時段TONn和最低供應單元2n的充電模式時段可以重疊。供應單元的「充電模式時段」是當供應單元在充電模式時的時間段。
圖13圖示了用於操作功率變換器電路1的又一實施例。在這個實施例中，在單獨變換器單元31-3n中的控制開關基本同時接通和斷開，使得存在共同的接通時段。在這個實施例中，充電模式時段和最低變換器單元3n的接通時段TONn不重疊。供應電路2在共同的接通時段TON1、TON2、TONn之後在充電模式下操作。這個模式使得能夠極快地增加輸出電流。例如，這個操作模式被用來在負載迅速改變之後重新調整輸出電壓Vout。
根據圖14圖示的又一實施例，單獨變換器單元在交錯的方式下操作，使得在單獨變換器單元31-3n中的控制開關(以及第二開關)的接通時段TON1、TON2、TONn重疊。在輸入電壓Vin和輸出電壓Vout參考相同的接地電勢的情況下，充電模式時段和最低變換器單元3n中的控制開關的接通時段TONn可以重疊。然而，充電模式時段僅可以與其中沒有其它控制開關接通的接通時段TONn的部分重疊。也就是，充電模式時段不應與其它接通時段TON1、TON2之一重疊。
雖然圖12到14圖示了具有n＝3個變換器單元的功率變換器電路的一種操作方式，但是參考這些圖12到14而解釋的操作不局限於具有n＝3個變換器單元的功率變換器電路，而是等效地適用於僅有兩個(n＝2)或具有大於三個(n>3)的變換器單元的功率變換器電路。
在參考圖12到14解釋的每個實施例中，控制電路4可控制單獨變換器單元31-3n的輸出電流，使得輸出電壓Vout的(平均)電平等於預定義的參考電壓，或可控制單獨變換器單元31-3n的輸出電流，使得輸出電流Iout的(平均)電平等於預定義的參考電流。在其中變換器單元31-3n控制輸出電流Iout的操作模式中，可選輸出電容器(在圖1中以虛線圖示)可省略。
控制電路4可控制單獨變換器單元31-3n，使得控制信號S321-S32n在一個驅動周期TPWM中具有相同的佔空比。根據又一實施例，控制電路4將變換器單元之一(諸如變換器單元31)控制作為主變換器單元，使得對應的控制信號S31的佔空比取決於輸出電壓Vout(或取決於輸出電流Iout)，並且將其它變換器單元(諸如變換器單元32-3n)控制作為從變換器單元，使得這些其它變換器單元的輸出電流I2-In基本上等於主變換器單元31的輸出電流I1。從變換器單元的輸出電流可通過調整控制信號S311-S32n的佔空比來控制。在這個實施例中，單獨變換器單元31-3n的輸出電流I1-In基本上平衡。在這個實施例中，變換器單元31充當主變換器單元且其它變換器單元32-3n充當從變換器單元。
根據另一個實施例，單獨變換器單元31-3n被彼此獨立地控制，使得每個變換器單元31-3n向輸出17、18供應預定義的輸出電流，其中單獨變換器單元31-3n的輸出電流I1-In可相互不同。根據又一個實施例，單獨控制器單元31-3n彼此獨立地控制，以在輸出17、18處生成相同的預定義的輸出電壓電平。
依據在圖12中圖示的操作情景且因此單獨控制信號S31-S3n具有相同的佔空比，圖15圖示了配置用於操作功率變換器電路1的控制電路4的一個實施例。參考圖15，控制電路4包括配置用於接收參考信號SREF和表示輸出電壓Vout和輸出電流Iout之一的輸出信號SOUT的PWM發生器41。PWM發生器41被配置用於根據輸出信號SOUT和參考信號SREF而輸出PWM信號S3。在圖15的實施例中，PWM發生器41包括配置用於根據輸出信號SOUT和參考信號SREF之間的關係而輸出調節信號S411的控制器411。比較器412接收調節信號S411和來自鋸齒波發生器413的鋸齒波信號S413。每當鋸齒波信號S413的下降沿出現時，觸發器414被設置，且每當鋸齒波信號達到調節信號S411時，觸發器414被重置。PWM信號S3在觸發器414的輸出處是可得的。通過PWM發生器41生成的PWM信號S32被用作變換器單元31中的控制信號S31。進一步，這個PWM信號S3的時間延遲版本通過使用第一和第二延遲元件421、422而生成，其中第一延遲元件421延遲第一控制信號S31並輸出用於變換器單元32的控制信號S32，且第二延遲元件422延遲第二控制信號S322並輸出控制信號S3n到最低變換器單元3n。供應電路控制信號S2在這個實施例中對應於最低變換器單元3n的控制信號S3n。
圖15中所示的控制電路4的一種操作方式在圖16中圖示，其中圖示了鋸齒波信號S413、調節信號S411和控制信號S31-S3n的定時圖。一個變換器單元的一個驅動周期的時段由鋸齒波信號的頻率限定，其中TPWM＝1/fSW，其中fSW是鋸齒波信號的頻率。在具有n＝3個變換器單元的功率變換器電路中，由每個延遲元件421、422引入的延遲時間是TPWM/3。通常，需要n-1個延遲元件以生成用於n個不同變換器單元的n個控制信號，其中由每個延遲元件引入的延遲時間是TPWM/n。單獨控制信號的佔空比是相同的，且取決於輸出信號SOUT和參考信號SREF之間的關係。控制器411提供調節信號S411。控制器可以是常規的P控制器、I控制器、PI控制器或PID控制器。
可選地，控制信號S31-S3n的佔空比限於預定義的最大佔空比SMAX。這種限制可通過佔空比限制電路43來執行，佔空比限制電路43包括對應於PWM發生器的比較器412的比較器432、以及對應於PWM發生器41的觸發器414的觸發器434。限制電路43的比較器432接收最大佔空比信號DCMAX而不是調節信號。由限制電路43輸出的PWM信號S3MAX表示具有最大佔空比的PWM信號。可選的邏輯門44接收最大PWM信號S3MAX和由PWM發生器32輸出的PWM信號S3。在這個實施例中的第一控制信號S321是由PWM發生器41輸出的PWM信號S3或者最大PWM信號S43，無論哪個具有較低的佔空比。根據一個實施例，邏輯門44是與門。
在圖2所示的供應電路中，單獨供應單元21-2n同時在充電模式下操作。圖17圖示了供應電路2的實施例，其中單獨供應單元21-2n可獨立地在充電模式下操作。在這個實施例中，供應電路2包括在輸入節點11、12之間串聯連接的多個第二電容存儲元件(電容器)251-25n。這些第二電容器251-25n中的每個第二電容器與供應單元21-2n之一併聯連接，其中單獨供應單元21-2n在輸入節點11、12之間串聯連接。像在圖2中所示的實施例中那樣，每個供應單元21-2n包括電容器221-22n和與電容器221-22n串聯連接的第一開關211-21n。進一步，每個供應單元21-2n包括與電容器221-22n和第一開關211-21n串聯連接的電感器231-23n。進一步，除最低供應單元2n之外，每個供應單元21-2n包括與電容器221-22n、第一開關211-21n和電感器231-23n串聯連接的另一開關241-24n。具有一個供應單元21-2n的電容器、第一開關、電感器和另一開關的串聯電路與耦合到對應供應單元21-2n的第二電容器251-25n並聯連接。
最低供應單元2n的另一開關24n是可選的。在包括第一開關211-21n和另一開關241-24n的每個供應單元21-2n中，電容器221-22n連接在這些開關之間。由單獨供應單元21-2n提供的供應電壓V1-Vn是在相應的供應單元21-2n的電容器221-22n兩端的電壓。
在圖17所示的供應電路2中，每個第二電容器251-25n將輸入電壓Vin1-Vinn供應到一個供應單元21-2n。單獨輸入電壓Vin1-Vinn的電壓電平取決於在輸入節點11、12之間的總輸入電壓Vin，且取決於單獨第二電容器251-25n的電容。根據一個實施例，單獨第二電容器251-25n的電容基本上相等。在這種情況下，單獨輸入電壓Vin1-Vinn是相等的且對應於Vin/n。在單獨供應單元21-2n中的電感器231-23n是可選的。像參考圖4解釋的實施例中那樣，這些電感器幫助阻止高湧流進入單獨供應單元21-2n的第一電容器221-22n。還可能的是，實施供應單元21-2n中的具有電感器的一些供應單元，並且實施供應單元21-2n中的沒有電感器的其它供應單元。
單獨供應單元21-2n可以相同的方式操作。一個供應單元2的一種操作方式(其中附圖標記2是指供應單元21-2n之一)在下文中被解釋。當第一開關21和第二開關24接通時，供應單元2在充電模式下操作。在這種情況下，第一電容器22與第二電容器25並聯連接，使得第二電容器22被充電至由第二電容器25提供的供應電壓(或者藉助電感器231-23n，充電至高於這個供應電壓的電壓)。在充電模式結束時，第一開關21和另一開關24斷開。在充電階段之後，第一電容器22可在供應模式下操作。為了這個目的，第二電容器22經由耦合到供應單元2的變換器單元3的第二開關31耦合到第二輸出節點18。
當供應單元21-2n在供應模式下操作時，供應單元21-2n的另一開關241-24n保護第二電容器251-25n免於放電。如果第二輸入節點12和第二輸出節點18參考相同的接地電勢，最低供應單元2n可同時在充電模式和供應模式下操作。在第二輸入節點12和第二輸出節點18參考不同的接地電勢的情況下，最低供應單元21包括另一開關24n，且與最低供應單元2n耦合的變換器單元3n包括接地開關31n。
包括圖17所示的類型的供應電路2的功率變換器電路的一種操作方式下面參考圖18進行解釋。為了解釋的目的，假設供應電路2包括n＝6個供應單元，其中這些供應單元中的每個供應單元供應n＝6個變換器單元之一。圖18示出了控制信號S321-S32n的定時圖，其中這些控制信號中的每個控制信號控制變換器單元之一中的控制開關。進一步，圖示了供應電路控制信號的S21-S2n的定時圖。這些供應電路控制信號S21-S2n中的每個供應電路控制信號控制供應單遠21-2n之一的操作，其中供應電路控制信號S21控制與接收控制信號S31的變換器單元31耦合的供應單元21的操作，供應電路控制信號S22控制與接收控制信號S32的變換器單元32耦合的供應單元22的操作，以此類推。
在圖18所示的實施例中，一個供應電路控制信號S21-S2n的高電平表示對應供應單元21-2n的充電模式，且變換器控制信號S31-S3n的高電平表示其中變換器單元31-3n從對應供應單元21-2n接收能量的時間段。也就是，一個變換器控制信號S31-S3n的高電平表示對應供應單元21-2n的供應模式。
在圖18所示的實施例中，單獨變換器單元在交錯的方式下操作，其中每個供應單元在關聯的變換器單元的控制開關被斷開之後被再充電。也就是，在耦合到供應單元的變換器單元31-3n的控制信號S321-S32n改變為斷開電平之後，供應電路控制信號S21-S2n改變為在充電模式下操作對應供應單元21-2n的信號電平(在本實施例中是高電平)。充電周期的持續時間最多是其中對應變換器單元3i的控制開關32i在斷開狀態的持續時間。
圖19圖示功率變換器電路的又一實施例。這個功率變換器電路是參考圖2和17解釋的功率變換器電路的組合。在圖19的實施例中，m個第二電容器251、25m連接在輸入節點11、12之間，其中這些第二電容器251、25m中的每個第二電容器與包括某一多個供應單元21-2n的串聯電路並聯連接。在圖19的實施例中，存在連接在輸入節點11、12之間的兩個第二電容器251-25m，且具有三個供應單元的串聯電路與每個第二電容器251、25m並聯連接。每個供應單元包括第一電容器251-25n和第一開關211、21n。可選地，電感器231、23n與每個供應單元串聯電路串聯連接。與一個第二電容器251、25m並聯連接的每個供應單元串聯電路具有最低供應單元，其是與第二電容器251並聯連接的串聯電路中的供應單元23，且其是與第二電容器25m並聯連接的串聯電路中的供應單元2n。供應單元2n是整個串聯電路的最低供應單元。另一開關241、24m連接在與一個第二電容器251-25m並聯連接的每個串聯電路的最低供應單元23、2n之間，其中連接到整個供應單元串聯電路21-2n的最低供應單元2n的另一開關24m是可選的。
在圖19所示的供應電路2中，耦合到一個第二電容器251、25m的供應單元同時在充電模式下操作，且可獨立地在供應模式下操作。圖20示出了圖示如圖19所示的功率變換器電路的一種操作方式的定時圖。在圖20中，S21是指控制第一串聯電路的供應單元21-23的充電模式的供應電路控制信號，且S2m是指控制第一串聯電路的供應單元23-2n的充電模式的供應電路控制信號，且S2m是指控制第二串聯電路的供應單元23-2n的充電模式的供應電路控制信號。S31-S3n是指連接到供應單元的單獨變換器單元的變換器控制信號。參考圖20，單獨變換器單元可在交錯方式下操作。佔空比在本實施例中基本上是D＝0.5。在與第一串聯電路的供應單元21-23耦合的每個變換器單元31-3n被激活的激活序列之後，第一串聯電路的供應單元21-2n被再充電，且在與第二串聯電路的供應單元24-2n連接的每個變換器單元34-3n被激活的激活序列之後，第二串聯電路的供應單元24-2n被再充電。
根據一個實施例，功率變換器電路1包括m＝2個第二電容器251-25m和具有與這些m＝2個第二電容器251-25m中的每個第二電容器並聯連接的三個供應單元的串聯電路。這導致總數為6(＝m x 3)的供應單元。然而，這僅是示例。第二電容器251-25m的數量不局限於m＝2。大於m＝2個第二電容器251-25m也可使用，且具有兩個或更多供應單元的串聯電路可與每個第二電容器251-25m並聯連接。
在上文中解釋的實施例中，每個供應單元3i在兩個相繼的充電周期之間在供應模式下操作至少一次。然而，這僅是示例。例如當負載Z的功率消耗非常低(輕負載操作)時，還可能在兩個充電周期之間停用一個或更多變換器單元。「停用」意味著對應變換器單元3i在兩個相繼的充電周期之間的時間裡沒有在供應模式下操作，雖然對應電容器22i已被充電。被停用的至少一個變換器單元3i可周期地在充電周期之間變化。
上文解釋的功率變換器電路可用具有不同電壓阻斷能力的電子開關來實施。連接到最高供應單元21的變換器單元31的第二開關311要求最高的電壓阻斷能力，其在圖1的實施例中是V2+Vn。通常，第二開關31i的電壓阻斷能力V31MAXi至少是：
V 31 M A X i = Σ k = i + 1 n V k - - - ( 4 ) . ]]>
在供應模式下，在一個變換器單元的控制開關32i兩端的最大電壓基本上是變換器單元3i的輸入電壓Vi和輸出電壓Vout之差。然而，在充電模式下，在控制開關32i兩端的最大電壓是更高的且取決於控制開關32i被實施在其中的變換器單元3i。例如，在第一變換器單元3i的控制開關321兩端的最大電壓V32MAX1是(V1+V2+Vn)-Vout＝Vin-Vout。通常，在一個控制開關32i兩端的最大(靜態)電壓V32MAXi基本上是
V 32 M A X i = Σ k = i n V k - V o u t - - - ( 5 ) . ]]>
在續流元件34i兩端的最大電壓對應於輸出電壓Vout。
根據一個實施例，供應電路2、單獨變換器單元31-3n、以及可選地電感器33I被集成在第一半導體晶片中，且控制電路4被集成在第二半導體晶片中。根據一個實施例，控制電路4以CMOS技術實施。
根據一個實施例，單獨變換器單元31-3n的第一開關311-31n通過使用具有較低電壓阻斷能力的若干開關(電晶體)來實施。圖21示出第二開關32i的一個實施例。這一第二開關32i包括第一電晶體32i1和至少一個第二電晶體32i2、32i3，即在這個實施例中是兩個第二電晶體32i2、32i3。第一電晶體32i1和至少一個第二電晶體32i2、32i3是串聯連接的。第一電晶體32i1接收控制信號S3i，且根據控制信號S3i而接通和斷開。第二電晶體32i2、32i3被連接為使得這些電晶體中的每個電晶體接收第一電晶體32i1的負載路徑電壓或另一個第二電晶體的負載路徑電壓作為驅動電壓。在本實施例中，第一和第二電晶體之一的負載路徑電壓是電晶體的漏極-源極電壓V32i1、V32i2、V32i3，且驅動電壓是柵極-源極電壓(在柵極端子和源極端子之間的電壓)。在本實施例中，第二電晶體中的第一個電晶體32i2接收第一電晶體的負載路徑電壓V32i1作為驅動電壓，且第二電晶體中的第二個電晶體32i3接收第二電晶體32i2的負載路徑電壓V32i2作為驅動電壓。
第一電晶體32i1的操作狀態管理第一開關32i的操作狀態。也就是，當第一電晶體32i1接通時，第一開關32i接通，且當第一電晶體32i1斷開時，第一開關32i斷開。第二電晶體被配置為使得當第一電晶體32i1斷開且第一電晶體32i1的負載路徑電壓增加時電晶體32i2斷開。當電晶體32i2斷開時，這個電晶體的路徑負載電壓增加，使得電晶體32i3斷開。根據一個實施例，第一電晶體32i1被實施為增強型(常開型)MOSFET，且第二電晶體32i2、32i3被實施為耗盡型(常開型)MOSFET或結型FET(JFET)。
圖21中圖示的第二開關32i的整體電壓阻斷能力取決於串聯連接的單獨電晶體32i1-32i3的電壓阻斷能力和與第一電晶體32i1串聯連接的第二電晶體32i2-32i3的數量，其中電壓阻斷能力隨串聯連接的電晶體32i2-32i3的數量的增加而增加。因此，通過簡單地改變與第一電晶體32i1串聯連接的第二電晶體32i1-32i3的數量，可以實現具有不同電壓阻斷能力的第一開關32i。
參考上述解釋，在如圖2所示的功率變換器電路中，在充電周期之後，單獨變換器單元31-3n的第一輸入節點131-13n具有不同的電勢。例如，在最高變換器單元31的第一輸入節點131處的電勢P131相對於第一接地電勢(在第二輸入節點12處的電勢)是Vin。第一變換器單元32的第一輸入節點132處的電勢是Vin-V1，以此類推。通常，在具有n個變換器級的功率變換器電路中，其中第一電容器221-22n的電容被選擇為使得單獨變換器單元31-3n的輸入電壓V1-Vn是基本上相等的(Vin/n)，在任意變換器單元3i的第一輸入節點13i處的電勢P13i給定為：
P 3 i = V i n n ( n + 1 - i ) - - - ( 6 ) . ]]>
如果例如變換器單元31-3n用如圖6所示的降壓變換器拓撲來實現，且變換器單元31-3n在一個充電周期之後按照如圖12所示的順序激活，那麼就在接通相應控制開關之前，在單獨變換器單元31-3n的控制開關(圖6中的32i)兩端的電壓是不同的。如果例如第一接地電勢(在第二輸入節點12處的電勢)等於第二接地電勢(在第二輸出節點18處的電勢)，那麼在第一變換器單元31中的控制開關兩端的電壓是
P131-Vout＝Vin-Vout (7a),
在第二變換器單元32的控制開關兩端的電壓是
( n - 1 ) V i n n - V o u t - - - ( 7 b ) , ]]>
以此類推。就在接通控制開關32i之前的控制開關32i兩端的電壓會影響開關損耗，而開關損耗越高，在接通控制開關之前在控制開關32i兩端的電壓越高。此外，在控制開關32i兩端的電壓在接通之前越高，需要越多的能量來獲得上面解釋的零電壓開關(ZVS)。
因此，可能期望操作功率變換器電路，使得在單獨變換器單元31-3n的控制開關兩端的電壓就在接通相應控制開關之前儘可能的低。
圖22圖示了提供了比參考圖12解釋的驅動方案更低的在變換器單元31-3n中的至少一些變換器單元的控制開關兩端的電壓的驅動方案的一個實施例。圖22所示的驅動方案是基於具有n＝6個變換器單元的圖2所示的類型的功率變換器電路。圖22示出了供應電路控制信號S2、接地開關控制信號S311-S31n、以及在單獨變換器單元31-3n的第一輸入節點131-13n處的電勢P311-P31n的定時圖。圖22所示的驅動方案具有的效果是，在除最低變換器單元3n以外的每個變換器單元的控制開關兩端的電壓就在接通相應控制開關之前是2Vin/n-Vout，而在最低變換器單元3n的控制開關兩端的電壓就在接通控制開關之前是Vin/n-Vout。
圖22所示的定時圖開始於充電周期。在充電周期期間，供應電路2中的第一電容器(圖2中的221-22n)被充電，使得在這些電容器221-22n兩端的電壓增加。從而，在單獨變換器單元31-3n的第一輸入節點131-13n處的電勢P131-P13n增加。圖22示意性地示出了這種增加。在充電周期結束時，在第一輸入節點131-13n處的每個電勢P131-P13n由等式(6)給出。
圖22示出的驅動方案使得在接通一些變換器單元31-3n的控制開關之前，在第一輸入節點處的電勢P311-P31n通過接通至少一個其它變換器單元的接地開關而降低。在圖22所示的這一具體的實施例中，在變換器單元31-34的第一輸入節點處的電勢P311-P314通過接通位於相應變換器單元分別和第二輸入節點12以及第二輸出節點18之間的至少一個變換器單元的接地開關而降低。這在下文中解釋。
在圖22所示的實施例中，在充電周期之後，變換器單元按以下順序被激活：35-34-33-32-31-3n。根據一個實施例，「激活一個變換器單元」意味著接通相應變換器單元31-3n的接地開關(311-31n)和控制開關(圖6中的32i)。每當變換器單元32-35之一被激活時，在第一變換器單元31的第一輸入節點131處的電勢P311減小，使得這個電勢P131就在這個變換器單元31被激活之前已經減小到2Vin/n。等效地，每當變換器單元33-35之一被激活時，在第二變換器單元32的第一輸入節點132處的電勢P312減小，使得這個電勢P132就在這個變換器單元32被激活之前已經減小到2Vin/n，以此類推。在第五變換器單元(與最低變換器單元3n相鄰的變換器單元)的第一輸入節點處的電勢P135就從充電周期之後是2Vin/n，且在最低變換器單元3n的第一輸入節點處的電勢P13n就從充電周期之後是Vin/n。在每種情況下，在變換器單元已被激活之後，在相應第一輸入節點13i處的電勢保持處於Vin/n(或者更低，因為相應電容器22i可以在激活階段期間放電)，直到下個充電周期。
通過接通位於變換器單元3i和最低變換器單元3n之間的另一個變換器單元的接地開關，而減小在任意變換器單元3i的第一輸入節點13i處的電勢P13i，下面參考圖23解釋。圖23僅示出了在具有n＝6個變換器單元的功率變換器電路中的供應電路2、相應變換器單元的第一和第二輸入節點131-13n、141-14n以及接地開關311-31n。參考圖23，供應電路2的每個第一開關211-21n具有與實際開關並聯的寄生電容。如果例如第一開關211-21n被實施為MOSFET，這些寄生電容是這些MOSFET的漏極-源極電容。在充電周期期間，當第一開關接通時，第一電容器221-22n在第一輸入節點11和第二輸入節點12之間形成電容分壓器。在充電周期期間，第一開關211-21n的寄生電容放電。
在充電周期之後，第一電容器221-22n和第一開關211-21n的寄生電容形成在第一輸入節點11和第二輸入節點12之間的電容分壓器，其中變換器單元31-3n可以從單獨電容器221-22n取得能量且將能量轉移到輸出。
每當這個電容分壓器中的一個電路節點的電勢通過接通接地開關311-315之一而被拉到接地時，位於這個電路節點和第一輸入節點11之間的第一輸入節點的電勢P13i被等效地下拉。例如，如果在充電周期之後，在變換器單元35的第二輸入節點145處的電勢通過接通這一變換器單元35的接地開關315而被下拉到接地，則在這個電路節點145處的電勢從Vn減小到零。從而，在第一輸入節點131、132、133、134處的電勢降低了Vn，其中如果在充電周期之後的輸入電壓V1-Vn基本上相等，則Vn是Vin/n。在接地開關315斷開(打開)之後，在第一輸入節點131-134處的電勢保持在這些降低的電平上。當在這些電路節點131-134處的電勢被下拉時，最高第一開關211兩端的電壓增加。
如果第一開關211-21n被實施為MOSFET，他們包含與實際開關並聯的內二極體(體二極體)。這些二極體也在圖23中示出。根據一個實施例，最高第一開關211被連接為使得體二極體是如圖23所示定向的。在這種情況下陰極面對第一輸入節點11，使得在充電周期之後，在最高(第一)變換器31的第一輸入節點131處的電勢可降到低於功率變換器電路的第一輸入節點11處的電勢。其它第一開關212-21n可以被連接為使得他們的體二極體被定向為與第一開關211中的體二極體的定向相反(背靠背)。也就是，這些開關212-21n中的體二極體的陰極面對功率變換器電路的第二輸入節點12。因此，當除了關聯的變換器單元的接地開關之外的接地開關閉合時，這些二極體阻止電容器221-22n放電。例如，如果第一變換器單元311的接地開關311接通，則第一開關212-21n中的二極體的極性使得電容器222-22n不能經由這些二極體和接地開關311而放電。
在圖22所示的實施例中，除了最低變換器單元3n和與最低變換器單元3n直接相鄰的變換器單元，每個變換器單元31-34的第一輸入節點處的電勢在激活相應變換器單元31-34之前降低(被下拉)。與最低變換器單元3n直接相鄰的變換器單元在圖23所示的實施例中是變換器單元35，且通常是變換器單元3n-1。降低在一個變換器單元的第一輸入節點處的電勢包含接通位於相應變換器單元和最低變換器單元3n之間的另一個變換器單元的接地開關。通常，降低在一個變換器單元的第一輸入節點13i處的電勢(其中在圖23所示的實施例中i是1、2、3、4之一)包含接通至少一個其它變換器單元3k的接地開關，其中在圖23所示的實施例中k從i-1到5中選擇。
在圖22所示的實施例中，最低變換器單元3n在最高(第一)變換器單元31之後並且在充電周期之前被激活。然而，這僅是示例。最低變換器單元3n的激活可在激活序列的任何位置處被插入。根據一個實施例(未示出)，最低變換器單元3n在充電周期之後被直接激活。在這種情況下，新的激活序列的充電周期直接跟在最高(第一)變換器單元31的激活時段之後。
根據一個實施例，單獨變換器單元31-3n的激活時段不重疊。也就是，同一時間多個變換器單元31-3n中僅有一個變換器單元被激活。根據另一個實施例，最低變換器單元3n與其它變換器單元之一一起激活，也就是，與變換器單元31-3n-1之一一起激活。
圖24A是圖22所示的驅動方案的另一個表示。圖24A圖示了在充電周期之後單獨變換器單元31-3n被激活的順序。在圖24A所示的實施例中這個順序是35-34-33-32-31-3n。圖24B圖示了圖22和24A所示的驅動方案的修改。在這個實施例中，最低變換器單元3n在充電周期之後被直接激活，使得連續的驅動方案的充電周期直接跟在最高變換器單元31的激活時段之後。在圖24A和24B中，「CH」是指充電周期。
參考上文，激活多個變換器單元之一3i可包含以PWM方式操作相應變換器單元3i的接地開關31i和控制開關32i，而佔空比可用上文解釋的方式來控制，以便控制輸出電壓Vout和輸出電流Iout之一。在一個激活時段期間，可以存在控制開關32i的一個PWM驅動周期(一個接通時段)或可以存在幾個PWM驅動周期。
圖25圖示了驅動方案的另一個實施例。在這個實施例中，在充電周期之後，存在接地序列，其中每個接地開關接通一次以便將第二輸入節點141-14n-1接地，從而將在第一輸入節點131-13n-1處的電勢下拉到2Vin/n。在這個接地序列之後，存在激活序列，其中每個變換器單元31-3n-1被激活一次，其中激活變換器單元包含接通相應變換器單元的接地開關和控制開關。在接地序列中，接地開關311-31n-1可按任意順序接通，也就是接通這些接地開關的順序不局限於圖25所示的順序。此外，在接地序列之後，變換器單元31-3n可按任意順序激活，也就是激活變換器單元31-3n的順序不局限於圖25所示的順序。變換器單元最低變換器單元3n可在這個序列中的任何時間被激活。在這個實施例中，在接地序列中，在每個變換器單元31-3n的第一輸入節點131-13n處的電勢被拉到Vin/n。
圖22和24所示的激活方案使得在每個變換器單元31-34(通常31-3n-4)的第一輸入節點處的電勢在相應變換器單元被激活之前被下拉到Vin/n。然而，這僅是示例。一個變換器單元的第一輸入節點處的電勢的任何降低使開關損耗降低，雖然可能不會導致最小的損耗。例如，如果驅動方案在充電周期之後是35-31-32-33-34-3n，那麼在變換器單元31、32、33、34的第一輸入節點處的電勢僅降低一次，即Vin/n。
圖26示出了包含兩個功率變換器電路11、12的電子電路的一個實施例。這些功率變換器電路11、12是並聯連接的，也就是這些功率變換器電路11、12中的每個功率變換器電路在相應輸入處接收輸入電壓Vin，且這些功率變換器電路11、12的輸出是連接的。特別是，這些功率變換器電路11、12的第一輸出節點171、172是連接的，且這些功率變換器電路11、12的第二輸出節點181、182是連接的。可選的輸出電容器19被連接在共用的第一輸出節點171、172和共用的第二輸出節點181、182之間。在圖26所示的實施例中，只有第一功率變換器電路11被詳細示出。第二功率變換器電路12以相同的方式實施。根據一個實施例，第一功率變換器電路11和第二功率變換器電路12用相同數量的變換器單元來實施。
圖26示出了在第一功率變換器電路11中的n1＝3個變換器單元。然而，這僅是示例且用於解釋的目的。在下文中，311-3n1是指第一功率變換器電路11的變換器單元，且312-3n2是指第二功率變換器電路12的變換器單元，而在這些功率變換器電路11、12中的每個功率變換器電路中，3n1和3n2是最低變換器單元且311、312是最高(第一)變換器單元。在第一功率變換器電路11和第二功率變換器電路12中的每個中，單獨變換器單元可以在充電周期之後以上文中參考圖23-25解釋的方式之一被激活。
圖27示出了基於圖24所示的實施例的用於第一功率變換器電路11的激活方案，以及也基於圖24所示的實施例的用於第二功率變換器電路12的激活方案。這些激活方案基於具有n1＝6個變換器單元的第一功率變換器電路11和具有n2＝6個變換器單元的第二功率變換器電路12。這些激活方案可連續執行。也就是，首先第一功率變換器電路11可依據圖27所示的激活方案而操作，且然後第二功率變換器電路12可依據圖27所示的激活方案而操作。根據另一個實施例，圖27所示的激活方案是交錯的。
圖28A和28B示出這些激活方案可以如何交錯的兩個實施例。在每個時刻，只有第一功率變換器電路11或者第二功率變換器電路12的一個變換器單元是活動的，其中每個功率變換器電路11、12中的變換器單元被激活的順序是依照圖27的。在圖28A和28B所示的實施例中，第一功率變換器電路11中的變換器單元和第二功率變換器電路12中的變換器單元輪流被激活。然而，這僅是示例。還可能連續激活一個功率變換器電路的兩個或更多變換器單元，且然後連續激活另一功率變換器電路的兩個或更多變換器單元。
圖26所示的實施例不局限於僅有兩個並聯連接的功率變換器電路11、12。根據另一個實施例，三個或更多功率變換器電路是並聯連接的。圖29示出了三個功率變換器電路11、12、13的激活方案，每個功率變換器電路包含n＝3個變換器單元。在下文中，311-3n1是指第一功率變換器電路11的變換器單元，312-3n2是指第二功率變換器電路12的變換器單元，且313-3n3是指第三功率變換器電路13的變換器單元。圖29所示的激活方案可連續執行。然而，還可能交錯單獨激活方案。圖30示出了這些激活方案可如何交錯的一個實施例。
如何可以降低一個功率變換器電路1或幾個並聯連接的功率變換器電路11、12中的開關損耗的方法，上文中參考圖22-30進行了解釋。圖31示出了如何可降低損耗的方法的另一個實施例。這個方法包含降低有效頻率，在充電周期之後單獨變換器單元以該頻率被激活。
圖31A示出了在正常負載(全負載)條件下的激活方案。在這個實施例中，在充電周期之後，單獨變換器單元以激活頻率fact被激活。在每個時間段T＝1/fact期間，變換器單元之一是活動的，也就是將電功率從相應供應單元轉移到輸出。在活動狀態下，相應變換器單元3i中的控制開關(圖6和圖9中的32i)以PWM方式操作，其中在每個激活狀態中存在至少一個驅動周期。如上文解釋的，佔空比取決於變換器單元的期望(平均)輸出功率。在圖31A所示的實施例中，同時僅有一個變換器單元是活動的。充電周期的持續時間(其在圖31A中被標記為CH)可對應於一個激活時段T的持續時間，或可以與之不同。
單獨變換器單元被激活的順序可以是上文中解釋的順序之一。圖31A所示的具體順序(其對應於參考圖24解釋的順序)僅是示例。功率變換器電路(特別是變換器單元)可用上文中解釋的任何拓撲來實施。
根據一個實施例，激活頻率fact取決於功率變換器電路的輸出功率和輸出電流Iout中的至少一個，其中當輸出功率和輸出電流Iout中的至少一個減小時，激活頻率fact減小。在圖31所示的實施例中，激活頻率fact被給定為fact＝1/T，其中T是一個激活時段。根據一個實施例，減小激活頻率涉及插入時間段T，在時間段T中沒有變換器單元是活動的。這些時間段的持續時間可對應於激活時段(其中變換器單元是活動的)的持續時間。這些時間段在下文中將被稱為暫停時段。
圖31B示出了一個實施例，其中一個暫停時段被插入在每個激活時段之後，以便將激活頻率fact降低到fact＝1/2T，其與圖31A所示的正常模式相比較是50％。圖31C所示的另一個實施例包含在每個激活時段之後插入兩個暫停時段，以便將激活頻率降低到fact＝1/3T，其與正常模式相比較是33％。
圖32示出了驅動方案的又一個實施例。在這個實施例中，一個暫停時段在兩個直接連續的激活時段之後被插入。在這種情況下，有效的激活頻率是fact＝2/3T，其是在圖31A所示的正常模式下的激活頻率的66％。
在上文的描述中，諸如「頂」、「底」、「前」、「後」、「前導」、「拖尾」等之類的方向性術語，是參考被描述的附圖的定向而使用的。因為實施例的部件可沿許多不同定向來定位，方向性術語用於圖示的目的且決不是限制性的。將要理解的是其它實施例可被使用，且可作出結構或邏輯的改變而不脫離本發明的範圍。因此下文的詳細描述將不會在限制性意義上進行，且本發明的範圍由所附權利要求限定。
雖然本發明的各種示例性實施例已被公開，對於本領域的技術人員將顯而易見的是，可作出各種改變和修改，其將實現本發明的一些優點而不脫離本發明的精神和範圍。對於本領域的合理技術人員將明顯的是，執行相同功能的其它部件可以適當地替換。應該提到的是，參考具體圖解釋的特徵可以與其它圖的特徵組合，甚至在那些其中沒有明確提到這一點的情況下。進一步，本發明的方法可實現在全部軟體實施方式(使用適當的處理器指令)中、或者實現在混合實施方式(其利用硬體邏輯和軟體邏輯的組合來實現相同的結果)中。發明概念的這種修改旨在由所附權利要求所涵蓋。
諸如「在……之下」、「在……下方」、「較低」、「在……之上」、「較高」等之類的空間相對術語，被用於便於描述以解釋一個元件相對於第二元件的定位。這些術語旨在包羅除了在圖中描繪的那些不同定向之外的不同設備定向。進一步，諸如「第一」、「第二」等之類的術語也被用來描述各種元件、區域、部分等，且也不旨在是限制性的。相同的術語貫穿描述指的是相同的元件。
如本文中使用的，術語「具有」、「含有」、「包含」、「包括」等是指示陳述的元件或特徵的存在的開放性術語，但是不排除附加的元件或特徵。冠詞「一」、「一個」和「該」旨在包含複數以及單數，除非上下文清晰地另外指示。
考慮到變化和應用的上述範圍，應理解的是，本發明既不限於前述的描述，也不限於附圖。代之，本發明僅限於所附權利要求和它們合法的等價物。
要理解的是，本文中描述的各種實施例的特徵可彼此組合，除非另外特別註明。