正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法
2023-09-21 08:38:45 1
專利名稱：正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法
技術領域：
本發明涉及一種無線通信領域的信道均衡技術，具體是一種正交頻分復用(OFDM)系統中的頻域均衡器設計方法。
背景技術：
隨著無線通信、數據通信和Internet的飛速發展與日益融合，移動用戶對於多種業務的需求不斷增加的同時，對通信速率的要求也不斷提高。無線通信技術正在經歷著前所未有的發展機遇。同時無線領域研究的任何進展都必須緊緊圍繞著一個主題，那就是必須能夠較好的解決高速無線通信自身所面臨的帶寬緊張、傳播信道惡劣、移動環境複雜和服務受限時的質量問題。高速率引起的信道寬帶頻率選擇性多徑衰落，同時移動終端的快速移動或者說是傳播環境周圍散射體的不斷變化使得信道具有都卜勒時間選擇性衰落效應。這種聯合時間-頻率選擇性造成信道的多徑-都卜勒-衰落，能夠嚴重影響系統的總體性能。而由於多徑效應引起的碼間幹擾(ISI)是限制無線通信系統提高傳輸速率的主要因素。因此，在系統設計上，人們最感興趣的問題是如何設計整個通信系統，以消除未知信道對傳輸信號的失真和加性高斯噪聲的影響。眾所周知，在接收端對接收機進行優化設計，即均衡器的設計，是解決上述問題的有效途徑之一。
正交頻分復用(OFDM)是一種頻譜有效的多載波技術，它利用一定數量的彼此正交的窄帶子載波來並行地傳送低速率數據從而實現整體高速數據的傳輸。OFDM系統利用循環前綴能有效的抑制碼間幹擾(ISI)和載波間幹擾(ICI)，但是由於循環前綴的插入致使系統的頻帶利用率下降，而且一旦信道的衝激響應長度大於CP的長度，CP將無法完全消除ISI和ICI，那麼系統的性能將會由於殘留的ISI和ICI的存在而急速下降。
為了解決這兩個問題，目前出現了各種各樣的均衡方案。這些方案主要分為兩類，一種是縮簡訊道方案，另外一種是非線性幹擾抵消器。縮簡訊道方案是利用逆濾波縮簡訊道衝激響應的有效長度。這種方案在時域和頻域都可以實現。時域均衡器利用時域有限衝激響應濾波器來補償信道衝激響應，而頻域均衡器通過把有限衝激響應濾波器從時域搬到頻域實現了進一步的改進。為了完成均衡，這種縮簡訊道的方案仍需增加一定的冗餘度。非線性幹擾抵消器是用預判決符號和最大似然檢測器的輸出作為抵消器的複本。雖然這種方案能獲得很好的均衡性能，但是它的計算複雜度是不能接受的。
發明內容
本發明的目的在於針對現有均衡技術中存在的不足，提供一種正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法。這種方法的出發點是在誤碼率最小或者均方誤差最小條件下，求取性能最佳的均衡器結構模型，這種方法打破了過去傳統均衡器的設計思想，即先設定均衡器的結構，這由先驗知識或假設得到，然後著眼於算法的研究，以圖改進均衡器的性能，相反本發明完全不設定結構，即不對均衡器做任何結構有約束的先驗假設，按最小均方誤差準則(MMSE)求取具有最佳均衡效果的系統模型，然後根據這種具有最佳效果的均衡器系統模型進行結構實現。本發明中的均衡器分為初級模型和改進模型，由於白高斯噪聲的存在使得初級模型無法完全消除ISI和ICI，而改進模型在理論上是能完全消除ISI和ICI的。
本發明的主要內容是依據OFDM系統接收模型，求出在MMSE準則下的頻域均衡器抽頭參數表達式，為了徹底消除OFDM系統中存在的ISI和ICI，在初級頻域均衡器模型的基礎上求出了頻域均衡器改進模型中補償系統的參數表達式。在上述的理論基礎下，本發明提出了具體的頻域均衡器結構。
為達到上述目的，本發明的技術構思和原理如下(1)初級模型的建立與分析OFDM系統接收機接收到的頻域信號即頻域均衡器的輸入可以表示為X(k)＝H(k)S(k)+N(k)(1)頻域均衡器的輸出為Y(k)＝C(k)X(k) (2)而頻域均衡器的估計誤差為E(k)=S^(k)-Y(k)---(3)]]>假設S^(k)=S(k)]]>，並將(1)和(2)代入(3)式，可以得到均衡器的均方誤差為
定義εI(k)和εN(k)分別為殘留的幹擾(ISI和ICI)功率和殘留的噪聲功率，根據MMSE準則，通過求取滿足以下偏導數C(k)的值使得ε(k)有最小值(k)C(k)=s2C*(k)|H(k)|2-s2H(k)+n2C*(k)=0---(5)]]>求得頻域均衡器的前向系統抽頭權係數C(k)=s2H*(k)[n2+s2|H(k)|2]-1---(6)]]>為了進一步簡化分析，可以將求出的C(k)代入得到最小的均方誤差min(k)=s2n2[n2+s2|H(k)|2]-1---(7)]]>殘留的幹擾功率I(k)=s2n4[n2+s2|H(k)|2]-2---(8)]]>殘留的噪聲功率N(k)=n2s4|H(k)|2[n2+s2|H(k)|2]-2---(9)]]>下面將對頻域均衡器進行性能分析當n20,]]>C(k)＝H-1(k)，εI(k)→0，εmin(k)＝εN(k)→0。頻域均衡器變為一個完全的逆濾波器，ISI和ICI將被全部抵消，顯然噪聲功率越小，頻域均衡器越理想，但實際情況是噪聲不但存在，而且還具有相當的強度。下面看一個反面情況當 C(k)s2H*(k),]]>min(k)=I(k)s2,]]>εN(k)→0。頻域均衡器退化為一個匹配濾波器，輸出的有用信息被ISI和ICI淹沒，幾乎不存在正確的信息，系統不能正常的工作。從上面的分析得出噪聲對頻域均衡器的初級模型影響非常大。為此必須對其加以改進。
(2)改進模型的建立與分析由於頻域均衡器的初級模型在有噪聲的情況下不能全部抵消ISI和ICI，所以在初級模型的基礎上引入一個補償系統B(k)，使均衡器的輸出變為Y(k)＝C(k)X(k)+B(k)S(k)(10)此時均衡器的均方誤差為
(k)=s2|1-C(k)H(k)-B(k)|2+n2|C(k)|2---(11)]]>類似的定義I(k)=s2|1-C(k)H(k)-B(k)|2,]]>N(k)=n2|C(k)|2]]>。根據MMSE準則，可以求得使均方誤差取最小值時的補償系統抽頭權係數B(k)=1-C(k)H(k)=n2[n2+s2|H(k)|2]-1---(12)]]>利用初級模型中求得的C(k)=s2H*(k)[n2+s2|H(k)|2]-1]]>，最終得到了改進模型的各項參數。將C(k)和B(k)代入誤差函數表達式可得εI(k)＝0，min(k)=N(k)=n2s4|H(k)|2[n2+s2|H(k)|2]-2]]>。從上述結果可知，改進的頻域均衡器模型才是真正的最佳頻域均衡器，它能徹底抵消ISI和ICI，使信息無衰減的通過，輸出的均方誤差要比初級模型小，僅由噪聲產生，改進的頻域均衡器模型的性能已經到達了極限，這是按MMSE準則所能得到的最理想性能。
為了進一步簡化分析和處理，均衡器的前向系統和補償系統可變為C(k)＝snrH*(k)[1+snr|H(k)|2]-1(13)B(k)＝[1+snr|H(k)|2]-1(14)其中snr=s2/n2]]>是系統接收信噪比。因此，只要在OFDM系統接收端獲得信道衝激響應的頻域估計值和接收信噪比的估計值，就能將頻域均衡器的各項參數唯一確定。這也使得信道估計和信噪比估計的精確程度將直接影響頻域均衡器的均衡性能。可以根據不同系統對性能要求的不同而採用適合不同情況的信道估計算法和信噪比估計算法。
根據上述的發明技術構思和原理，本發明採用下述技術方案一種正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於設計步驟為1)初級模型參數的求解方法及結果；2)初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法及結果；3)各模型參數的最終實現表達式；4)改進模型的結構設計；5)改進模型結構在應用中的實現。
上述的初級模型的求解方法是OFDM系統接收機接收到的頻域信號即頻域均衡器的輸入為X(k)＝H(k)S(k)+N(k)，頻域均衡器的輸出為Y(k)＝C(k)X(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)|2+n2|C(k)|2]]>，定義殘留的幹擾功率為I(k)=s2|1-C(k)H(k)|2]]>，殘留的噪聲功率為N(k)=n2|C(k)|2]]>，在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器初級模型抽頭權係數結果為C(k)=s2H*(k)[n2+s2|H(k)|2]-1]]>上述的初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法是頻域均衡器的輸入與初級模型中相同，輸出為Y(k)＝C(k)X(k)+B(k)S(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)-B(k)|2+n2|C(k)|2]]>，在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器補償系統抽頭權係數結果為B(k)=1-C(k)H(k)=n2[n2+s2|H(k)|2]-1]]>改進模型的前向系統抽頭權係數結果與初級模型抽頭權係數C(k)相同。
上述的各模型參數的最終實現表達式是將前向系統C(k)與補償系統B(k)的表達式進一步化簡，變為實際應用中能被求出的某種值的函數表達式，將C(k)與B(k)中的分子分母同時除以σs2，前向系統與補償系統的表達式變為C(k)＝snrH*(k)[1+snr|H(k)|2]-1B(k)＝[1+snr|H(k)|2]-1其中snr=s2/n2]]>是系統接收信噪比，能在系統的接收端被估計出來，H(k)同樣能在系統的接收端被估計出來，這樣上面的C(k)與B(k)便能在現實系統中獲得。
上述的改進模型的結構設計方法為在FFT處理後，經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，濾波器組的輸出一路送入硬判決器A，一路送入一組加法器。硬判決器的輸出再經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，此濾波器組的輸出同樣作為上述這組加法器的輸入，這組加法器的輸出送入硬判決器B，硬判決器B的輸出也就是頻域均衡器改進模型的輸出；有限衝激響應濾波器組也可以用一組乘法器來代替，每個乘法器的一路輸入是經過FFT處理後的一路數據，另一路輸入是原有限衝激響應濾波器組的一個抽頭權係數；假設FFT的點數為N，那麼整個頻域均衡器的初始模型結構由一個N抽頭的有限衝激響應濾波器組和一個硬判決器組成，而整個頻域均衡器的改進模型結構是由兩個N抽頭的有限衝激響應濾波器組、N個加法器和兩個硬判決器共同組成。其中可以用N個乘法器替換N抽頭的逆濾波器組。
上述的改進模型結構在應用中的實現方法是頻域均衡器的結構一旦確定，那麼每次處理的實現就是確定有限衝激響應濾波器組的抽頭係數，實際上也就是估計出信道衝激響應值和信噪比的值；信道估計的算法是採用最小二乘算法，通過在每個符號中插入導頻的方法來得到導頻位置的信道估計值，其餘位置的估計值利用插值的方法得到；對於信噪比的估計是採用在線式信噪比估計方案，這種信噪比估計方案是基於對一組特定的可觀測的接收數據的統計比率來獲得信噪比估計值的，這種方案用到了薩姆斯和威爾遜設計的信噪比估計器，一組特定的可觀測的接收數據是沿用了信道估計中的導頻數據，其它位置的信噪比也利用插值的方法獲得。
本發明與現有技術相比較，具有如下顯而易見的突出實質性特點是顯著優點本發明利用MMSE準則求解出頻域均衡器的前向和補償系統抽頭係數的最優解，由信道估計和信噪比估計算法來確定最優解的參數而最終得到一個確定的數值，最優解的數值表達式將用來更新頻域均衡器的抽頭係數，由於補償系統的存在，均衡器的最終輸出將不會有ISI和ICI，同時噪聲功率也會得到抑制，系統的性能將得到大大的提高。本發明的頻域均衡器中由於不需要迭代和多維矩陣運算使計算複雜度變得非常低，適合應用在實際的通信系統中。本發明中的頻域均衡器可以解決OFDM系統中CP長度小於信道衝激響應長度而導致系統性能急速下降的情況，因此，在信道條件惡劣的情況下或是頻譜資源緊張需要適當縮減CP長度的情況下，本發明的長處將會得到充分的體現。在其他系統中，同其他的頻域均衡器相比，本發明也有其自身的優點，例如縮減CP長度從而提高頻譜利用率，能有效抑制噪聲，抵消都卜勒頻移產生的ICI等等。
圖1是本發明初級模型的OFDM基帶系統框圖。
圖2是本發明改進模型的OFDM基帶系統框圖。
圖3是本發明的結構示意圖。
圖4是加性白高斯信道下的OFDM系統誤碼率性能。
圖5是步行B(Pedestrian-B)信道下的OFDM系統誤碼率性能。
圖6是車載B(Vehicular-B)信道下的OFDM系統誤碼率性能。
具體實施例方式
本發明的一個優選實施例結合附圖詳述如下如圖1所示，要傳輸的數據首先經過串行/並行處理，然後經過IFFT處理之後再進行並行/串行處理，這便實現了OFDM調製。在已經調製好的每個OFDM符號前加上循環前綴CP，便可以將其送入信道。通過信道的數據將會經歷信道多徑、衰落、都卜勒頻移、加性高斯白噪聲等各種影響。接收到的信號首先被移除CP，然後經過串行/並行處理等待FFT處理，經過FFT處理之後的數據便實現了OFDM解調，解調後的數據中導頻位置的數據將被用來進行信道估計和信噪比估計，必便獲得在導頻位置的信道衝激響應和信噪比的估計值，通過插值的方法便能得到其它位置上的信道衝激響應和信噪比估計值。解調後的整個數據將會作為頻域均衡器的輸入，頻域均衡器有初級模型和改進模型兩種。
如圖1所示，FFT處理之後便是一個頻域均衡器的初級模型，圖2所示的FFT處理之後是一個頻域均衡器的改進模型，具體的頻域均衡器改進模型結構如圖3所示。OFDM解調後的並行數據將經過頻域均衡器的前向系統，每一路數據將乘上頻域均衡器對應位置上的抽頭權係數然後輸出，輸出的數據一路進入判決器A，另一路作為加法器的一路輸入。判決器A此處為硬判決器，當然也可以用軟判決器，其性能更優，但是結構要比硬判決器複雜。判決器A的輸出作為補償系統的輸入。前向系統C(k)和判決器A構成的是一個頻域均衡器的初級模型，而補償系統B(k)的輸入正是初級模型的輸出。補償系統的輸出與前向系統的輸出共同組成加法器的輸入，加法器的輸出送入判決器B，同樣判決器B可以是硬判決器也可以是軟判決器，只是判決的門限會隨輸入的信號而改變。判決器B的輸出就是整個頻域均衡器改進模型的輸出。
本正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法的步驟為1)初級模型參數的求解方法及結果；2)初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法及結果；3)各模型參數的最終實現表達式；4)改進模型的結構設計；5)改進模型結構在應用中的實現。
上述的初級模型的求解方法是OFDM系統接收機接收到的頻域信號即頻域均衡器的輸入為X(k)＝H(k)S(k)+N(k)，頻域均衡器的輸出為Y(k)＝C(k)X(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)|2+n2|C(k)|2]]>，定義殘留的幹擾功率為I(k)=s2|1-C(k)H(k)|2]]>，殘留的噪聲功率為N(k)=n2|C(k)|2]]>，在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器初級模型抽頭權係數結果為C(k)=s2H*(k)[n2+s2|H(k)|2]-1]]>上述的初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法是頻域均衡器的輸入與初級模型中相同，輸出為Y(k)＝C(k)X(k)+B(k)S(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)-B(k)|2+n2|C(k)|2]]>，在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器補償系統抽頭權係數結果為B(k)=1-C(k)H(k)=n2[n2+s2|H(k)|2]-1]]>改進模型的前向系統抽頭權係數結果與初級模型抽頭權係數C(k)相同。
上述的各模型參數的最終實現表達式是將前向系統C(k)與補償系統B(k)的表達式進一步化簡，變為實際應用中能被求出的某種值的函數表達式，將C(k)與B(k)中的分子分母同時除以σs2，前向系統與補償系統的表達式變為C(k)＝snrH*(k)[1+snr|H(k)|2]-1B(k)＝[1+snr|H(k)|2]-1其中snr=s2/n2]]>是系統接收信噪比，能在系統的接收端被估計出來，H(k)同樣能在系統的接收端被估計出來，這樣上面的C(k)與B(k)便能在現實系統中獲得。
上述的改進模型的結構設計方法為在FFT處理後，經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，濾波器組的輸出一路送入硬判決器A，一路送入一組加法器。硬判決器的輸出再經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，此濾波器組的輸出同樣作為上述這組加法器的輸入，這組加法器的輸出送入硬判決器B，硬判決器B的輸出也就是頻域均衡器改進模型的輸出；有限衝激響應濾波器組也可以用一組乘法器來代替，每個乘法器的一路輸入是經過FFT處理後的一路數據，另一路輸入是原有限衝激響應濾波器組的一個抽頭權係數；假設FFT的點數為N，那麼整個頻域均衡器的初始模型結構由一個N抽頭的有限衝激響應濾波器組和一個硬判決器組成，而整個頻域均衡器的改進模型結構是由兩個N抽頭的有限衝激響應濾波器組、N個加法器和兩個硬判決器共同組成。其中可以用N個乘法器替換N抽頭的逆濾波器組。
上述的改進模型結構在應用中的實現方法是頻域均衡器的結構一旦確定，那麼每次處理的實現就是確定有限衝激響應濾波器組的抽頭係數，實際上也就是估計出信道衝激響應值和信噪比的值；信道估計的算法是採用最小二乘算法，通過在每個符號中插入導頻的方法來得到導頻位置的信道估計值，其餘位置的估計值利用插值的方法得到；對於信噪比的估計是採用在線式信噪比估計方案，這種信噪比估計方案是基於對一組特定的可觀測的接收數據的統計比率來獲得信噪比估計值的，這種方案用到了薩姆斯和威爾遜設計的信噪比估計器，一組特定的可觀測的接收數據是沿用了信道估計中的導頻數據，其它位置的信噪比也利用插值的方法獲得。
本實施例的OFDM系統頻域均衡器初級模型、改進模型和傳統的頻域均衡器的性能比較的仿真結果如圖4、圖5和圖6所示。
權利要求
1.一種正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於設計步驟為1)初級模型參數的求解方法及結果；2)初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法及結果；3)各模型參數的最終實現表達式；4)改進模型的結構設計；5)改進模型結構在應用中的實現。
2.根據權利要求1所述的正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於所述的初級模型的求解方法是OFDM系統接收機接收到的頻域信號即頻域均衡器的輸入為X(k)＝H(k)S(k)+N(k)，頻域均衡器的輸出為Y(k)＝C(k)X(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)|2+n2|C(k)|2,]]>定義殘留的幹擾功率為I(k)=s2|1-C(k)H(k)|2,]]>殘留的噪聲功率為N(k)=n2|C(k)|2,]]>在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器初級模型抽頭權係數結果為C(k)=s2H*(k)[n2+s2|H(k)|2]-1]]>
3.根據權利要求1所述的正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於所述的初級模型與補償系統構成的改進模型參數的求解方法是頻域均衡器的輸入與初級模型中相同，輸出為Y(k)＝C(k)X(k)+B(k)S(k)，頻域均衡器的均方誤差(k)=E[|E(k)|2]=s2|1-C(k)H(k)-B(k)|2+n2|C(k)|2,]]>在MMSE準則下，求得使均方誤差取最小值時的頻域均衡器補償系統抽頭權係數結果為B(k)=1-C(k)H(k)=n2[n2+s2|H(k)|2]-1]]>改進模型的前向系統抽頭權係數結果與初級模型抽頭權係數C(k)相同。
4.根據權利要求1所述的正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於所述的各模型參數的最終實現表達式是將前向系統C(k)與補償系統B(k)的表達式進一步化簡，變為實際應用中能被求出的某種值的函數表達式，將C(k)與B(k)中的分子分母同時除以σs2，前向系統與補償系統的表達式變為C(k)＝snrH*(k)[1+snr|H(k)|2]-1B(k)＝[1+snr|H(k)|2]-1其中snr=s2/n2]]>是系統接收信噪比，能在系統的接收端被估計出來，H(k)同樣能在系統的接收端被估計出來，這樣上面的C(k)與B(k)便能在現實系統中獲得。
5.根據權利要求1所述的正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於所述的改進模型的結構設計方法為在FFT處理後，經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，濾波器組的輸出一路送入硬判決器A，一路送入一組加法器。硬判決器的輸出再經過一個具有FFT點數個單抽頭的有限衝激響應濾波器組，此濾波器組的輸出同樣作為上述這組加法器的輸入，這組加法器的輸出送入硬判決器B，硬判決器B的輸出也就是頻域均衡器改進模型的輸出；有限衝激響應濾波器組也可以用一組乘法器來代替，每個乘法器的一路輸入是經過FFT處理後的一路數據，另一路輸入是原有限衝激響應濾波器組的一個抽頭權係數；假設FFT的點數為N，那麼整個頻域均衡器的初始模型結構由一個N抽頭的有限衝激響應濾波器組和一個硬判決器組成，而整個頻域均衡器的改進模型結構是由兩個N抽頭的有限衝激響應濾波器組、N個加法器和兩個硬判決器共同組成。其中可以用N個乘法器替換N抽頭的逆濾波器組。
6.根據權利要求1所述的正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法，其特徵在於所述的改進模型結構在應用中的實現方法是頻域均衡器的結構一旦確定，那麼每次處理的實現就是確定有限衝激響應濾波器組的抽頭係數，實際上也就是估計出信道衝激響應值和信噪比的值；信道估計的算法是採用最小二乘算法，通過在每個符號中插入導頻的方法來得到導頻位置的信道估計值，其餘位置的估計值利用插值的方法得到；對於信噪比的估計是採用在線式信噪比估計方案，這種信噪比估計方案是基於對一組特定的可觀測的接收數據的統計比率來獲得信噪比估計值的，這種方案用到了薩姆斯和威爾遜設計的信噪比估計器，一組特定的可觀測的接收數據是沿用了信道估計中的導頻數據，其它位置的信噪比也利用插值的方法獲得。
全文摘要
本發明涉及一種正交頻分復用系統中的頻域均衡器設計方法。本發明的設計方法是利用MMSE準則來求取最佳的頻域均衡器抽頭權係數表達式，包括頻域均衡器的前向系統和補償系統，求得的頻域均衡器在MMSE準則下能完全消除ISI和ICI構成的殘留幹擾功率，同時還能有效的抑制殘留的噪聲功率，即一個最優的頻域均衡器。頻域均衡器改進模型的結構並不複雜，計算複雜度也很低，正常工作只需要用信道估計和信噪比估計來確定頻域均衡器的抽頭權係數。這種設計的頻域均衡器在CP長度小於信道衝激響應長度的情況下工作性能非常魯棒，在不增加CP長度的情況下能保持良好的性能，提高了系統的頻帶利用率。
文檔編號H04L27/01GK101079863SQ20071004274
公開日2007年11月28日 申請日期2007年6月26日 優先權日2007年6月26日
發明者王勇, 金彥亮, 陳惠民, 徐衛興 申請人:上海大學