電源設備和列印設備的製作方法

2023-09-10 07:14:00 1

專利名稱：電源設備和列印設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種電源設備和列印設備。特別地，本發明涉及一種電源設備以及使用該電源設備的用於使用噴墨列印頭在列印介質上列印圖像的列印設備。
背景技術：
近年來，作為計算機外圍裝置的噴墨印表機已發展成包括掃描器功能和複製功能以及傳真(FAX)功能的多功能印表機，並且由於其性價比高，因而市場滲透度逐年提高。通常，使用開關電源作為噴墨印表機的電源。傳統的在商用頻率(50/60HZ)工作的降壓器(dropper)型電源由於在電力轉換效率和發熱等方面的缺陷而不再使用。將開關電源分類成基於這些電源的切換方法的若干類型，並且就電路結構簡單以及成本而言，反激式方法的使用最普遍。近來，各製造商已提供了這種反激式方法專用的多 個控制1C，並且可以相對容易地設計可靠性高的電路。圖8是示出使用反激式方法的傳統開關電源的示例的電路圖。在該例子中，ICl是市場上可買到的PWM(脈衝寬度調製)控制1C，並且ICl實現電流模式的反饋控制。以下將說明圖8所示的電路的操作概況。商用頻率為50Hz或60Hz的輸入電壓由橋式ニ極管BDl進行整流，然後由電解電容器Cl進行平滑以生成DC電壓Vin(DC)。該DC電壓Vin (DC)在日本約為140V，或者在歐洲等230V區域內約為320V。將該DC電壓Vin(DC)供給至變壓器Tl，並且通過電晶體Ql進行切換控制。結果，累積在變壓器Tl的初級側繞組11上的能量被傳遞至次級側繞組12，由此生成DC輸出電壓Vo。更具體地，在反激式方法中，在圖8的電晶體Ql的接通期間，能量累積到變壓器的初級側繞組ll(nl :匝數)上，並且在電晶體Ql的斷開期間，所累積的能量傳遞到次級側繞組12(n2 :匝數)上。這樣傳遞至次級側繞組12的能量由ニ極管D2和電解電容器C4進行整流平滑，以生成DC輸出電壓Vo。輸出電壓No由電阻器R6和R7進行分壓，並且分壓得到的電壓(節點Vrefl的電壓)輸入至恆壓調節器、即所謂的分流調節器IC3的基準端子(REF)。圖15A和15B是分流調節器IC3的說明電路圖。分流調節器IC3是所謂的誤差放大器的示例。在圖8的例子中，陰極(K)連接至光耦合器IC2，並且陽極(A)連接至接地端。因此，陽極電壓Va為0V。分流調節器IC3具有誤差放大器(比較器)151以及配置在該調節器內部的固定基準電壓電路152。分流調節器IC3將輸入至基準端子(REF)的節點的電壓Vrefl與固定基準電壓電路152的輸出電壓進行比較，並且輸出電壓Vk。在該例子中，固定基準電壓電路生成2. 5V。對作為調節器IC3的輸出電壓的陰極電壓Vk進行控制，以使得輸入至IC3的基準端子(REF)的基準電壓Vrefl總是為C2. 5V，由此實現反饋控制。由於分流調節器是本領域所公知的，因而對於其詳細操作，請參考專業書籍，並且將不給出針對這些操作的說明。注意，圖8中的附圖標記Rl、R2、R3和R5是電阻器，C2是其它電解電容器。例如，當輸出電壓Vo上升、結果分流調節器IC3的輸入電壓Vrefl上升時，分流調節器IC3的輸出Vk反而下降。結果，流經電阻器R9和光耦合器IC2的LED15的電流增加。然後，流經光耦合器IC2的光敏電晶體16的電流增加，並且控制ICl的反饋端子FB的電位下降。最後，從控制ICl的DRV端子輸出的PffM信號的脈衝寬度、即佔空比下降，結果電晶體Ql的接通時間縮短(相反，斷開時間延長)。結果，累積在初級側繞組11上的能量減少，要傳遞至次級側繞組12的能量相應地減少，最終輸出電壓Vo下降。這樣，當輸出電壓No上升吋，反饋控制起作用以消除該上升。相反，當輸出電壓Vo下降吋，反饋控制起作用以使該電壓上升，由此獲得穩定的DC輸出電壓Vo。更具體地，圖8中由虛線14所圍繞的電路是如下的控制電路，其中該控制電路負責這種反饋控制所需的增益調整和相位調整，並且用於使整個系統穩定地工作。控制電路14具有輸入節點14in和輸出節點14out。更具體地，虛線14內的電阻器R8和電容器C5用作這種增益和相位調整參數。注意，以下將由虛線14所圍繞的電路部分稱為誤差放大器。
將參考圖8進ー步繼續說明。變壓器Tl包括輔助繞組13，其中輔助繞組13用於生成控制ICl所用的電源電壓Vcc。更具體地，輔助繞組13所生成的電壓由ニ極管Dl和電解電容器C3進行整流和平滑，並且由電晶體Q2和齊納(Zener) ニ極管ZDl進行進一歩降壓，由此生成控制ICl的電源電壓Vcc。在圖8的例子中，Vcc=15V，因而齊納ニ極管ZDl也具有15V規格。注意，控制ICl經由電阻器R4連接至電晶體Q1，並且具有對流經電晶體Ql的電流進行檢測所需的CS端子以及對電壓Vin(DC)進行檢測所需的HV端子。圖9是示出圖8所示的開關電源的反饋控制的概況的框圖。如圖9所示，包括專用IC等的PWM控制單元80通常將PWM控制信號81供給至包括開關元件(Ql)的驅動器82，並且驅動器82對變壓器83進行驅動。結果，能量傳遞至變壓器83的輸出側，並且在圖9所示的例子中，經由整流平滑電路84來生成輸出電壓VoI。以下將再次參考圖8來說明反饋控制的框架。檢測輸出電壓Vol的電壓變化作為反饋電流Ifl (dc)。在圖8所示的電路中,通過以下來給出電流Ifl (dc)。Ifl (dc) = (Vol-Vref) /R6... (I)其中，Vref是分流調節器IC3的基準端子(REF)的基準電壓，並且例如為DC2. 5V。該反饋電流Ifl (dc)流入基準節點Vrefl內。另ー方面,通過以下來給出從節點Vrefl流出的電流Irefl。Irefl=Vref/R7... (2)然後，由於對整個系統進行控制以使得Ifl (dc)和Irefl彼此相等，因此根據等式(I)和⑵獲得了等式(3)。S卩，得到以下。Vol=(R6+R7)/R7*Vref· · · (3)這樣，基於等式(3)來對輸出電壓Vol進行控制。返回參考圖9，將繼續進行說明。反饋因數α I對應於在定義反饋電流Ifl (dc)的等式⑴中輸出Vol被看作變量時的係數，並且為1/R6。反饋因數α I對反饋控制的貢獻程度D(Cil)為1.0。這是因為圖8所示的電路僅包括ー個作為反饋控制對象的輸出。作為對比，如後面將說明的，在具有兩個輸出的電源的情況下，由於在這兩個輸出之間對反饋因數的貢獻度進行加權，因此程度D(cin)取滿足0〈D(cin)〈I (η=1，2)的值。返回參考圖9，將加權電路86進行加權得到的反饋信號輸入至誤差放大器89，並將誤差放大器89的輸出提供至PWM控制單元80，由此執行前述的PWM控制。
以下將參考各単元的波形來說明圖8所示的開關電源的操作的詳情。圖10是示出開關電源中電晶體Ql的漏源電壓Vds和漏極電流IcU流經變壓器的次級側卷組12的電流即流經整流ニ極管D2的電流Is、以及輸出電流Io的信號波形圖。注意，圖10示出反激式方法中的電流不連續模式的波形作為代表示例。注意，如本領域普通技術人員所容易理解的，當負荷電力増大、並且PWM佔空比等於或高於50%吋，當前為止所設置的電流不連續模式轉變為電流連續模式。然而，這種模式轉變與本發明的主旨不直接相關，因此將不給出針對該模式轉變的說明。在圖10中，當操作頻率為60kHz時，切換操作的基本周期T例如為16. 7 μ sec。該周期包括電晶體Ql接通的時段Ton、以及電晶體Ql斷開的時段Toff。此外，該時段Toff包括從變壓器的次級側卷組12經由ニ極管D2和電解電容器C4放出能量的時段Toffl、以及在完成放出之後且在電晶體Ql再次接通之前的待機時段Toff2。在時段Toff2中，如從 圖10可以看出，電晶體Ql的漏源電壓發生共振。這通常是由如下的共振系統所引起的現象，其中，該共振系統由變壓器的初級側繞組11的電感值L1、漏電感值Lleak、以及電晶體Ql的漏極和源極之間的總電容值Clump形成。然而，由於該現象與本發明的主g不宣接相關，因此將不給出針對該現象的詳細說明。在圖10所示的電流不連續模式中，在時段Ton期間，能量累積到變壓器的初級側繞組11上。通過以下來給出該能量。P1=l/2*L1*Ip2…(4)其中，L1是初級側繞組11的電感值，並且Ip是如圖10所示、在時段Ton期間流經初級側繞組11的電流的峰值。接著，通過以下來描述每單位時間變壓器所生成的能量。P2=l/2*L1*Ip2*f* η. . . (5)其中，f是切換頻率，並且η表示變壓器的能量轉換效率。變壓器的初級側所生成的能量量P1與效率n的乘積是實際傳遞至變壓器的次級側的能量量。例如，f為60kHz或IOOkHz等，並且η為O. 95等。S卩，變壓器的初級側所生成的能量的約95%傳遞至次級側，並且其餘的5%通過變換器的芯和繞組作為熱而消散。注意，作為參考，輸出為幾十W的反激式方法的開關電源的總效率約為85%。除前述的通過變壓器自身的耗散以外，還包括通過輸入単元的EMI濾波電路(未示出)的耗散、通過開關元件Ql的耗散、通過次級側電路內的整流器D2的耗散以及通過圖8所示的電路內的電阻器的耗散等。將再次參考圖10來繼續說明。在等式(4)中，在時段Toffl期間，在時段Ton期間所累積的能量P1傳遞至變壓器的次級側繞組12。以下將該切換控制方法稱為反激式方法。作為對比，可利用在電晶體Ql的時段Ton期間將能量從變壓器的初級側傳遞至次級側的方法，並且以下將該方法稱為正激式方法。正激式方法的詳細內容請參考專業書籍。在圖8所示的電路中，作為輸出電壓，生成一個輸出Vo (例如，DC24V)。然而，在噴墨印表機中，例如，如圖11所示，將輸出電壓Vo供給至列印頭3和馬達驅動器44，並且還供給至用於生成各種類型的邏輯電路電壓的DC-DC轉換器45。圖11是示出噴墨印表機的電カ供給單元的結構的框圖。這些邏輯電路電壓包括例如用作CPU和ASIC芯的電壓的DCl. 5V、供給至ASIC輸入/輸出單元(I/O)和存儲裝置的DC3. 3V、以及供給至傳感器和顯示單元的DC5V等等。注意，如圖11所示，連接至馬達驅動器44的馬達包括輸送馬達M2、以及用於驅動安裝有列印頭3並進行掃描的滑架的滑架馬達Ml。此外，在最近的多功能印表機(MFP)中，這些馬達包括用於使掃描器単元等進行掃描的掃描器(SC)馬達M3。為了滿足最近的省電要求，通常包括在印表機的待機狀態或休眠狀態下引導電源電路42進行間歇振蕩所需的省電控制信號(Esave)。在圖11所不的結構不例中，由一個輸出電壓DC24V來表不列印頭3的驅動電壓和馬達驅動器44的電壓這兩者。然而，由於最近印表機的高速化趨勢，使用DC27V和DC32V等的更高電壓作為馬達驅動電壓的情況不斷增多。在這種情況下，生成了列印頭驅動電壓(DC24V)和馬達驅動電壓(例如，DC32V)這兩個輸出。圖12是示出具有兩個輸出電壓的開關電源的示例的電路圖。在圖12中，相同的符號和相同的附圖標記表示與圖8相同的組件。與圖8所示的電路的主要差異在於生成了兩種輸出電壓Vol和Vo2。例如，輸出·Vol是與頭驅動電壓相對應的DC24V，並且輸出Vo2是與馬達驅動電壓相對應的DC32V。為了生成這兩種輸出電壓，對變壓器T9的次級側設置兩個繞組12(n2 :匝數)和12a (n3 :匝數)，以使得從繞組12 (n2:匝數)生成輸出電壓Vol，並且從繞組12a (n3:匝數)生成輸出電壓Vo2。注意，符號Isl、Is2分別表示來自繞組12、12a的輸出電流。如本領域普通技術人員顯而易見，繞組12和12a可以經由中間分接頭51構成(即，繞組12和12a共用變壓器的特定引腳端子)，或者各繞組可以獨立纏繞。作為來自所添加的繞組12a的整流平滑電路，配置有ニ極管D51和電解電容器C51。針對分流調節器IC3的輸入端子(REF)，除輸入了來自輸出電壓Vol的反饋以外，還輸入了來自輸出電壓Vo2的反饋。在這種情況下，來自輸出電壓Vol的反饋是通過經由電阻器R6進行DC耦合來實現的，而來自輸出電壓Vo2的反饋是通過利用電阻器R51和電容器C52進行AC耦合來實現的(圖12中的虛線52)。原因如下由於如上所述、使用輸出電壓Vol作為列印頭的驅動電壓，因此需要精度非常高的控制，而由於輸出電壓Vo2是用於對DC馬達等進行驅動的電壓，因此容許一定程度的變動。因此，關於輸出電壓Vo2，使用通過AC耦合的反饋，從而避免在瞬時供給大電流的時刻(例如，馬達啟動時刻)電壓大幅下降。換言之，在圖12所示的電路的例子中，總是優先輸出電壓Vol的反饋。另ー方面，關於輸出電壓Vo2,僅針對瞬時的大負荷變化來實現與由電阻器R51和電容器C52的CR時間常數所確定的反饋因數相對應的反饋控制。注意，日本特開平6-178537可作為與用於生成兩個輸出電壓的開關電源的反饋控制相關聯的相關技術的例子。日本特開平6-178537論述了根據多個輸出電壓的各負荷電流來選擇用作反饋控制對象的輸出電壓的方法。根據日本特開平6-178537，選擇負荷電流較大的輸出電壓以執行反饋控制。然而，圖12所示的傳統電路存在以下問題。即，由於輸出電壓Vo2的反饋是通過AC耦合來實現的，因此儘管在列印操作序列中、例如在高速列印介質輸送執行期間通常將列印頭驅動操作設置為靜止狀態，但不期望地優先了列印頭電壓Vol的反饋。由於該原因，結果馬達驅動電壓Vo2大幅改變，由此對馬達伺服控制產生不利影響。因而實際上，在傳統電路中，在維持該伺服控制的穩定性的範圍內實現馬達的高速控制。另ー方面，在圖12所示的電路中，也可以如輸出Vol那樣、通過DC耦合來實現與馬達驅動電壓相對應的輸出Vo2的反饋。在這種情況下，必須確定各輸出之間的相對反饋因數比，並且當對與列印頭電壓相對應的輸出Vol所設置的比大時，維持了輸出Vol的穩定性。然而，在馬達驅動時或停止時，與AC耦合的情況相比、由馬達驅動電壓Vo2的過衝或下衝所引起的變化變大。相反，對輸出Vo2設置大的反饋因數，列印頭電壓Vol的變化増大，因而圖像質量嚴重劣化。圖13是示出圖12所示的2輸出電壓的開關電源內的各單元的電壓波形和電流波形的信號波形圖。例如，在輸送馬達M2的啟動時刻(t=tl)，當與馬達驅動電壓相對應的輸出Vo2的負荷電流Io2増大到峰值電流Ipl時，在該瞬間輸出Vo2下降(下沖)到Vp21。圖13所示的反饋電流If2(ac)從節點Vrefl向著CR電路52流出，並且節點Vrefl的電位下降了該電流流出量。 結果，分流調節器IC3的輸出電壓Vk上升，並且利用控制ICl的PWM控制的佔空比增加以使變壓器T9所生成的能量増加，由此實行用於阻止輸出電壓Vo2下降的反饋控制。然而，在圖12所示的電路中，即使在時刻t=t2時使輸出電流Io2穩定為Ip2之後，輸出電壓Vo2與時刻t=tl之前的水平Vp20相比也不期望地下降，由此變為水平Vp22。原因如下如從圖12所示的結構可以看出，在輸出電壓Vo2的穩定時段期間，該輸出的反饋由於AC耦合而不起作用，並且實際上僅輸出Vol的反饋有效。換句話說，由於在時段T2期間在DC方面沒有對輸出Vo2的反饋進行控制，因此該反饋隨著其負荷電流增大而呈現電壓下降傾向。例如，在利用圖11所示的輸送馬達M2的高速列印介質輸送期間，馬達驅動電壓Vo2的電壓下降AVf達到約3 4V。將再次參考圖13來繼續說明。在時刻t=t3時，輸送馬達M2的驅動操作停止，並且電流Io2恢復為O。輸出Vo2相應地瞬時上升(過衝)為Vp23，並且反饋電流If2(ac)反向從CR電路52向著節點Vrefl流入。結果，節點Vrefl的電位上升，分流調節器IC3的輸出電壓Vk下降，並且利用控制ICl的PWM控制的佔空比下降，由此變壓器T9所生成的能量減少。這樣，實現了用於阻止輸出電壓Vo2上升的反饋控制。注意，如圖13所示，在時刻t=tl和t3時，另ー輸出Vol受電壓Vo2的變化的影響大，並且在與電壓Vo2相反的方向上略微改變。即，在輸出Vo2的變化大的瞬間，如圖13所示，輸出Vol的輸出電流Iol僅呈現緩和變化。由於該原因，如上所述，由於通過由輸出Vo2的變化所引起的反饋控制從變壓器傳遞了大的能量，因此輸出電壓Vol在時刻t=tl時略微上升，並且如圖13所示達到Vpll水平。同樣，在時刻t=t3時，輸出Vol反向略微下降為Vpl2水平。圖14是示出圖12所示的2輸出電壓的開關電源的反饋控制結構的框圖。如圖14所示，與以上參考圖9所述的I輸出電壓的開關電源的差異在於變壓器83具有兩個輸出(83a和83b)，其中這兩個輸出是分別經由整流平滑電路84a和84b作為輸出Vol和Vo2所生成的。此外，來自輸出Vol和Vo2的各反饋成分經由用於分別利用反饋因數α 和α2對反饋成分進行加權的加權電路86、87由加法器88進行相加，並且該相加結果由誤差放大器89進行處理並且最終被反饋至PWM控制電路80。因而，包括開關元件(Ql)的驅動器82受到PWM控制，由此對變壓器83要生成的能量進行控制。特別地，將輸出電壓Vol的變化經由反饋因數α I反映到反饋控制，並且將輸出電壓Vo2的變化經由反饋因數α 2反映到反饋控制。如後面將說明的，這些反饋因數α I和α2與相應的輸出對反饋控制的貢獻程度相對應。將參考圖12和14來繼續進行說明。由於輸出電壓Vol的反饋是通過DC耦合來實現的，因此恆定的反饋電流Ifl (dc)總是從輸出端子Vol向著分流調節器IC3的基準端子Vrefl流入。通過以下來給出電流Ifl (dc)。Ifl (dc) = (Vol-Vref) /R6... (6)其中，基準電壓Vref例如是DC2. 5V。另ー方面，由於輸出電壓Vo2的反饋是通過 AC耦合來實現的，因此在輸出電壓Vo2穩定期間，電容器C52將從輸出端子Vo2向著節點Vrefl流入的反饋電流If2(ac)切斷為O。因此，通過以下來給出在Vo2穩定時段內流入節點Vrefl的電流的總和。Ifl (dc) +If2 (ac) ^ Ifl (dc) ( ... If2 (ac) ^ O) …(7)因此，根據等式(6)和表達式(7)獲得了表達式(8)。即，得到以下。Ifl(dc)+If2 (ac) ^ (Vol-Vref) /R6... (8)此外，根據表達式(8)，如以下所示計算反饋因數α I和α 2。a 1=1/R6, α 2=0... (9)這是因為，當在表達式(8)中輸出電壓Vol和Vo2被看作變量時，這兩者的係數與反饋因數相對應。然而，實際上，在表達式(8)中，變量Vo2沒有出現，並且α2成為O。接著，根據等式(9)，如以下所示計算α I和α 2的反饋貢獻率D ( α I)和D ( α 2)。D(a 1) = α 1/(α l+α 2). . . (10)=1. OD ( a 2) =0. . . (11)如從上述說明可以看出，在輸出電壓Vo2的穩定時段期間(圖13的時段T2)，僅輸出Vol對反饋有貢獻。另ー方面，如圖12所示,通過以下來給出從節點Vrefl流出的電流Irefl。Irefl=Vref/R7. . . (12)由於通過包括分流調節器IC3的誤差放大器14的操作來控制流入Vrefl內以及從該節點流出的電流以使其彼此相等，因此等式(13)成立。S卩，得出以下。Ifl(dc) +If2(ac)=Vref/R7... (13)在這種情況下，根據等式(J)獲得了表達式(14)。S卩，得到以下。Ifl (dc) ^ Vref/R7. . . (14)另ー方面，當如圖13的時段Tl那樣、馬達驅動電壓瞬時改變時(例如，在輸送馬達M2和滑架馬達Ml的啟動時刻)，輸出Vo2下降了用於供給大電流的電壓。由於該原因，如果不將輸出Vo2的反饋納入考慮，則在該瞬間輸出電壓Vo2發生大幅電壓下降，並且馬達的伺服控制可能變得異常。由於該原因，由於圖12所示的電路採用通過輸出Vo2的AC耦合的反饋，因此，針對輸出Vo2的這種瞬時變化來執行以下的反饋校正。S卩，設AVp是輸出Vo2的電壓變化，則來自輸出Vo2的反饋電流If2(ac)從節點Vrefl向著CR電路52流出(參見圖12)。
If2(ac)=_ ΔVp/R51*exp(-T/CR). . . (15)在這種情況下,等式(15)中的負號表示電流從節點Vrefl流出。此外,等式(15)中CR時間常數的C是電容器C52的值，R是電阻器R51的值，並且變量T與自馬達啟動時亥IJ、即圖13的時刻t=tl起的經過時間相對應。此外，圖13所示的Vrefl的時段Tl表明因電流If2(ac)的流出量所引起的節點Vrefl的電位下降狀態。在圖13中，Ifp21表示電流If2(ac)在時間間隔Tl內的最小值，並且Ifp22表示電流If2(ac)在時間間隔T3內的最大值。此外，在圖13中，將時刻t=tl、2的時間間隔Tl與等式(15)的CR時間常數相關聯。如上所述，在圖13的時段Tl期間，根據等式(6)和(15)，如以下所示來計算反饋電流的總和。Ifl (dc) +If2 (ac)=
(Vol-Vref)/R6-Δ Vp/R51*exp(-T/CR) . . . (16)根據等式(16)，如以下所示分別計算變量Vol和AVp的各係數、即反饋因數。a 1=1/R6. . . (17)a 2=-l/R51*exp(_t/CR). . . (18)在等式(18)中，α 2的負號表不輸出電壓Vo2的下降,並且相反,正號表不輸出電壓Vo2的上升。此外，如從等式(18)可以看出，隨著圖12的電阻器R51減小，時刻t=0時的反饋因數變大。即，從節點Vrefl流出的電流隨著電阻器R51減小而増大，結果輸出電壓Vo2的變化以高靈敏度反映到節點Vrefl，由此將該變化傳遞至後級的誤差放大器14。然而，當將電阻器R51的值設置得過小吋，反饋因數α 2的影響變得過大，由此導致在從輸出電壓Vo2的改變恢復時發生過度過衝或下沖，並且對另ー輸出Vol產生不利影響。此外，如從等式(18)可以看出，輸出Vo2的反饋因數包括指數函數。由於該原因，例如當存在啟動電流不同的多個馬達(滑架馬達Ml、輸送馬達M2和掃描器馬達M3等)吋，難以使用ー種CR時間常數來對所有這些馬達進行最佳控制。如上所述，在圖12所示的傳統2輸出電壓的開關電源中，在啟動電流不同的多個馬達的啟動時刻發生馬達驅動電壓的瞬時變化時，無法選擇最佳的反饋因數。此外，在馬達近似達到穩定狀態之後馬達驅動電壓的反饋因數α 2實際上變為0，結果造成輸出電壓下降。結果，在圖12所示的傳統電路中，可以精確地維持列印頭驅動電壓，但是在高速輸送列印介質時段等，馬達驅動電壓不期望地下降。因而，難以實現高速呑吐。

發明內容
因此，作為對上述傳統技術的缺點的響應，作出了本發明。例如，根據本發明的電源設備和列印設備能夠精確地控制列印頭驅動電壓，同時實現根據列印操作序列所要求的馬達驅動電壓的穩定性。根據本發明的ー個方面，提供ー種電源設備，包括變壓器，其具有初級繞組、第一次級繞組和第二次級繞組；第一直流電壓生成単元，用於根據所述第一次級繞組所生成的電壓來生成第一直流電壓；第二直流電壓生成単元，用於根據通過將所述第二次級繞組所生成的電壓疊加在所述第一直流電壓上而獲得的電壓來生成第二直流電壓；開關單元，用於對所述初級繞組進行通電；以及控制単元，其包括電壓輸入節點，用於對所述開關單元進行控制，以使得輸入至所述電壓輸入節點的電壓恆定，其中，所述電壓輸入節點經由電阻器分別連接至所述第一直流電壓生成単元的輸出節點、所述第二直流電壓生成単元的輸出節點以及接地端。根據本發明的另一方面，提供ー種列印設備，包括上述的電源設備；列印頭，其被供給所述第一直流電壓；馬達，其被供給所述第二直流電壓；以及控制單元，用於對所述列印頭和所述馬達進行控制。根據本發明的又一方面，提供ー種列印設備，包括列印頭和馬達，所述列印設備還包括開關電源，所述開關電源用於生成對所述列印頭進行驅動所需的第一輸出電壓、以及對所述馬達進行驅動所需的第二輸出電壓，其中所述第二輸出電壓高於所述第一輸出電壓，以及所述開關電源包括變壓器，用於利用第一次級繞組來生成所述第一輸出電壓，並且利用第二次級繞組來生成要疊加在所述第一輸出電壓上的疊加電壓；驅動器，用於對所述變壓器進行驅動；第一整流平滑電路，用於對所述第一輸出電壓進行整流平滑；第二整流平滑電路，用於對所述疊加電壓進行整流平滑；加法器，用於將所述第二整流平滑電路進行整流平滑後的疊加電壓與所述第一整流平滑電路進行整流平滑後的第一輸出電壓相加， 以輸出所述第二輸出電壓；以及反饋控制単元，用於通過直流耦合對所述第一輸出電壓和所述第二輸出電壓分別進行反饋，利用第一反饋因數和第二反饋因數分別調整反饋後的第ー輸出電壓和反饋後的第二輸出電壓，對調整後的各反饋成分進行合成放大，並且利用合成放大後的反饋成分來對所述驅動器進行脈衝寬度調製控制。由於允許與從ー個變壓器所生成的兩個輸出電壓相對應的反饋因數根據需要在這兩個輸出電壓之間改變，因此本發明特別有利。因而，根據列印操作序列，對各輸出電壓的反饋因數進行定量控制。結果，可以列印出高質量圖像，並且可以通過加速輸送列印介質來提聞吞吐星。通過以下(參考附圖)對典型實施例的說明，本發明的其它特徵將變得明顯。


圖I是示出作為本發明典型實施例的噴墨列印設備的結構的概況的立體圖。圖2是示出圖I所示的噴墨列印設備的控制結構的框圖。圖3是根據本發明的開關電源的反饋控制的概念圖。圖4是示出根據本發明第一實施例的開關電源的電路圖。圖5是示出參數X和反饋貢獻率之間的關係的圖。圖6是示出圖4所示的電路內的各單元的電壓波形和電流波形的波形圖。圖7是示出根據本發明第二實施例的開關電源的電路圖。圖8是示出使用傳統反激式方法的開關電源的示例的電路圖。圖9是示出圖8所示的開關電源的反饋控制的概況的電路圖。圖10是示出圖8所示的開關電源內的各單元的電壓波形和電流波形的信號波形圖。圖11是示出噴墨列印設備的電カ供給單元的結構的框圖。圖12是示出用於生成兩個輸出電壓的傳統開關電源的示例的電路圖。圖13是示出圖12所示的開關電源內的各單元的電壓波形和電流波形的信號波形圖。圖14是示出圖12所示的開關電源的反饋控制的概況的框圖。圖15A和15B是分流調節器的說明電路圖。
具體實施例方式現在將參考附圖來詳細說明本發明的典型實施例。在本說明書中，術語「列印(print) 」不僅包括如字符和圖形等重要信息的形成，而且還廣泛包括列印介質上的圖像、圖和圖案等的形成或者介質的處理，而與它們重要還是不重要以及它們是否被可視化以使人們可以在視覺上感知無關。同樣，術語「列印介質」不僅包括在普通列印設備中使用的紙張，而且還廣泛包括能夠接受墨的諸如布料、塑料膜、金屬片、玻璃、陶瓷、木材以及皮革等的材料。 此外，與上述「列印」的定義類似，應當廣泛地解釋術語「墨」(以下還稱為「液體」)。即，「墨」包括如下的液體，當施加到列印介質上時，該液體可以形成圖像、圖和圖案等，可以處理列印介質，並且可以處理墨。墨的處理包括例如使施加至列印介質的墨中所包含的著色劑凝固或不可溶解。另外，除非另外說明，術語「列印元件」(還稱為「噴嘴」)通常表示墨排出ロ、與該墨排出ロ相連通的液體通道以及生成用於排出墨的能量所需的元件。列印設備的概況(圖I和2)圖I是示出作為本發明典型實施例的使用噴墨列印頭(以下稱為列印頭)來進行列印操作的列印設備的結構的概況的立體圖。如圖I所示，噴墨列印設備(以下稱為列印設備)I使通過根據噴墨列印方法排出墨來進行列印操作的噴墨列印頭(以下稱為列印頭)3安裝在滑架2上，並使滑架2在雙向箭頭A的方向上往返掃描，由此進行列印操作。該設備I經由紙張進給機構5進給諸如列印紙張薄片等的列印介質P，將所進給的列印介質P輸送至列印位置，並將墨從列印頭3排出到列印介質P上，由此實現列印操作。在列印設備I的滑架2上，不僅安裝有列印頭3，還安裝有用於容納要供給至列印頭3的墨的儲墨器6。儲墨器6相對於滑架2可拆卸。圖I所示的列印設備I能夠進行彩色列印，並且為此將分別容納品紅色(M)、青色(C)、黃色(Y)和黒色(K)的墨的四個墨盒安裝在滑架2上。這四個墨盒能夠獨立進行拆卸。本實施例的列印頭3採用使用熱能來排出墨的噴墨列印方法。為此，列印頭3包括電熱換能器。這些電熱換能器與排出ロ相對應地配置，並且通過根據列印信號向相應的電熱換能器施加脈衝電壓、從相應的排出ロ排出墨。注意，列印設備不限於前述的串行型列印設備，而且本發明還適用於所謂的全幅型列印設備，在該全幅型列印設備中，在列印介質的寬度方向排列有排出ロ的列印頭(線型頭)配置在列印介質的輸送方向上。圖2是示出圖I所示的列印設備的控制結構的框圖。如圖2所示，控制器600包括]\0^601、1 01602、451((專用集成電路)603、狀1604、系統總線605和A/D轉換器606等。ROM 602存儲與(後面要說明的)控制序列相對應的程序、所需的表以及其它永久數據。ASIC603生成滑架馬達Ml的控制、輸送馬達M2的控制以及列印頭3的控制所用的控制信號。RAM604用作圖像數據的展開區域以及執行程序所需的工作區域等。系統總線605使MPU601、ASIC603和RAM604相互連接以交換數據。A/D轉換器606從(後面要說明的)各傳感器接收模擬信號，對這些信號進行A/D轉換，並將數據信號供給至MPU601。參考圖2，附圖標記610表示如下的主設備，該主設備用作圖像數據供給源，並且對應於諸如個人計算機、數位照相機、掃描器或記憶棒等的主機。主設備610和列印設備I經由接ロ(I/F)611使用包通信來交換圖像數據、命令和狀況等。注意，作為接ロ 611，可以獨立於網絡接ロ、還包括USB接ロ，從而允許接收從主機順次傳送來的位數據和光柵數據。此外，附圖標記620表示包括電源開關621、列印開關622和恢復開關623等的開關。附圖標記630表示用於檢測設備狀態的傳感器，並且包括位置傳感器631和溫度傳感器632等。在本實施例中，除上述傳感器以外，還配置有用於檢測墨剰餘量的光傳感器。附圖標記640表示對用於使滑架2在雙向箭頭A的方向上往返掃描的滑架馬達M·進行驅動所需的滑架馬達驅動器；並且附圖標記642表示對用於輸送列印介質P的輸送馬達M2進行驅動所需的輸送馬達驅動器。在利用列印頭3執行列印掃描吋，ASIC603在直接訪問RAM604的存儲區域的情況下將對列印元件(排出加熱器)進行驅動所需的數據傳送至列印頭。另外，該列印設備包括由LCD和LED所構成的顯示單元作為用戶界面。以下將說明用於向具有上述結構的列印設備的各単元供給電カ的開關電源。圖3是示出包括兩個輸出電壓(以生成兩個不同電壓)的開關電源的反饋控制結構的框圖。注意，在圖3中，相同的附圖標記和符號表示與前述圖14所示的傳統反饋控制結構中所述的相同的元件和信號，並且將不重複針對這些元件和信號的說明。在這種情況下，以下將整流平滑電路84a稱為第一整流平滑電路，並且以下將整流平滑電路84b稱為第ニ整流平滑電路。與圖14所示的傳統結構的主要差異包括以下三點(I)馬達驅動電壓Vo2是通過以列印頭驅動電壓Vol為基準在列印頭驅動電壓Vol上疊加電壓所生成的；(2)這兩個輸出電壓Vol和Vo2都是通過DC耦合來進行反饋的；以及(3)輸出電壓Vol和Vo2的反饋因數α I和α 2是相對可變地可控的。利用該結構，如以下所示生成第二輸出電壓Vo2。Vo2=Vol+AVs. . . (19)其中，Vol是第一輸出電壓，AVs是要疊加在輸出Vol上的電壓，並且Vo2是第二輸出電壓。如從圖3可以看出，加法器803將疊加電壓△ Vs與第一輸出電壓Vol相加，由此生成第二輸出電壓Vo2。因此，當穩定地控制輸出Vol時，輸出Vo2的變化僅依賴於疊加電壓AVs。換句話說，由於輸出電壓Vo2的穩定性依賴於輸出電壓Vol的穩定性，因此當良好地維持了 Vol的穩定性以及穩定地維持了疊加電壓AVs時，即當對疊加電壓AVs進行恆定反饋時，也穩定地對輸出電壓Vo2進行了控制。注意，在圖3中，輸出Vol的反饋因數是α 1，並且輸出Vo2的反饋因數是α 2。在這種情況下，以下將α I稱為第一反饋因數，並且以下將α 2稱為第二反饋因數。利用這些因數，對輸出電壓Vol和Vo2的反饋貢獻率進行調整。加法器88對各反饋成分進行相加，並將該結果輸入至誤差放大器89並由誤差放大器89進行放大。最終，PWM控制單元80對包括開關元件(Ql)的驅動器82進行PWM控制，由此控制變壓器83要生成的能量。結果，實現了對各輸出的與反饋因數相對應的反饋控制。即，換句話說，在圖3所示的結構中，驅動器82是對變壓器的初級繞組進行通電所需的開關單元。PWM控制單元80和誤差放大器89構成對該開關単元進行控制的控制單元。注意，以上參考圖8 10說明了 PWM控制的概況。此外，在圖3所示的結構中，根據列印設備的列印操作序列，基於控制信號(Cont)可選地控制反饋因數α I和α 2。更具體地，如後面將說明的，在列印期間，對各反饋因數進行選擇以優先控制列印頭驅動電壓Vol，但在輸送列印介質時，對各反饋因數進行選擇以抑制馬達驅動電壓Vo2的變化。
圖4是示出實現圖3所示的反饋控制的2電壓輸出的開關電源的結構的電路圖。注意，包括ニ極管D2和電容器C4的電路是其它表現形式的第一 DC電壓生成電路。包括ニ極管D91和電容器C91的電路是其它表現形式的第二 DC電壓生成電路。將補充說明圖3所示的結構與圖4所示的結構之間的對應關係。圖4的開關元件Ql包括在圖3所示的驅動器82中。圖4所示的控制ICl包括在圖3所示的PWM控制單元80中。圖4所示的控制電路14包括在誤差放大器89中。注意，在圖4中，相同的附圖標記和符號表示與前述圖12所示的傳統開關電源所述相同的元件和信號，並且將不重複針對這些元件和信號的說明。如通過圖4和12之間的比較可以看出，與圖12所示的傳統電路的差異在於以下幾點。S卩，變壓器T9的第一繞組12(n2 :匝數)和第二繞組12a(n3 :匝數)在不具有中間分接頭的情況下獨立配置，對輸出繞組12a進行電路連接、以具有在對輸出Vol進行整流平滑之後的節點91作為起點，並且經由該整流平滑電路的ニ極管D91和C91來生成輸出Vo2。利用該結構，由於輸出電壓Vo2是以疊加在穩定的輸出電壓(第一 DC電壓)Vo I上的形式所生成的，結果輸出電壓(第二 DC電壓)Vo2可以受益於輸出電壓Vol的穩定化。結果，與圖12所示的電路相比，可以獲得更加穩定的輸出Vo2。此外，在本實施例中，由於輸出Vol和Vo2這兩者都經過通過DC耦合的反饋控制，因此與圖12所示的傳統電路相比，可以定量地使輸出Vo2穩定。作為其它優點，由於整流ニ極管所需的峰值反向電壓VRm變小，因此整流ニ極管D91的耐受電壓與圖12所示的ニ極管D51所需的耐受電壓相比緩和。S卩，在圖12所示的傳統電路中，通過以下來給出峰值反向電壓VRm。VRm=Vin(dc)*(n2+n3)/nl+Vo2+Vr... (20)作為對比，在本實施例中，通過以下來給出峰值反向電壓VRm。VRm=Vin(dc)*n3/nl+Vo2+Vr... (21)在這兩個等式之間進行比較時，當將依賴於變壓器匝數比的項、即等式(20)和
(21)的第一項進行比較時，在等式(20)中一次平滑DC電壓Vin(dc)的乘數是(n2+n3)/nl，而在等式(21)中是n3/nl。即，後者情況所取的值較小，結果峰值反向電壓VRm下降。注意，在等式(20)和(21)中，一次平滑DC電壓Vin(dc)是作為對AClOOV AC240V的輸入電壓進行整流平滑的結果的DC電壓，並且Vr是由與變壓器T9的次級繞組12 (n2 :匝數)和12a(n3:匝數)有關的漏電感所引起的衝擊電壓。在這種情況下，以下將繞組12稱為第一次級繞組，並且以下將繞組12a稱為第二次級繞組。例如，當Vol=DC24V並且Vo2=DC32V時，在圖12所示的傳統電路中二極體D51的峰值反向電壓VRm需要200V 250V，但在圖4所示的本實施例的電路中二極體D91的電壓VRm約為60V就足夠了。
將再次參考圖4來繼續說明。控制電路14具有輸入節點14in和輸出節點14out。輸入節點14in連接至各電阻器R6、R91和R7的ー個端子。電阻器R6的另一端子連接至節點91。電阻器R91的另一端子連接至節點92。電阻器R7的另一端子連接至接地端。注意，輸入節點14in連接至分流調節器IC3的REF端子。輸出節點14out連接至ICl的FB端子。輸出電壓Vol的反饋是經由電阻器R6通過DC耦合所實現的，並且輸出電壓Vo2的反饋是經由電阻器R91同樣通過DC耦合所實現的。如上所述，在圖12所示的傳統電路中，輸出Vo2的反饋是通過AC耦合所實現的。如果該反饋通過DC耦合來實現，則要求高精度的輸出Vol的電壓變化變大，由此造成問題。以下將詳細說明在圖4所示的本實施例的電路中對輸出Vo2的電壓變化進行抑制的原因。如圖4所示，電壓Vo2是通過以輸出Vol為基準將繞組12a所生成的電壓增量AVs疊加在電壓Vol上所生成的。因此，如以上參考圖3所述，通過以下來給出輸出電壓Vo2。Vo2=Vol+AVs. . . (22)此外，在圖4所示的電路中，與反饋因數相對應的兩個反饋電流Ifl (dc)和If2 (dc)是通過DC耦合所生成的，並且通過以下分別給出這兩個反饋電流。Ifl(dc) = (Vol-Vref)/R6. . . (23)If2(dc) = (Vo2-Vref) /R91. . . (24)因此，根據等式(22Γ(24)，如通過以下所示，計算節點Vrefl的合成電流。Ifl (dc)+If2(dc)= (Vol-Vref) /R6+ (Vo2-Vref) /R91= (Vol-Vref) /R6+ (Vol+Δ Vs-Vref) /R91= (1/R6+1/R91)*Vol+ Δ Vs/R91-(l/R6+l/R91)*Vref. . . (25)在等式(25)中，右側第一項包括Vol作為變量，右側第二項包括電壓增量AVs作為變量，並且右側第三項是常數項。因此，如果穩定地維持了輸出電壓Vol，則反饋合成電流Ifl(dc)+If2(dc)的變化依賴於AVs/R91。即，如上所述，在圖12所示的傳統電路中，由於在輸出Vo2的穩定區域(圖13的時段T2)內、輸出Vo2的反饋不起作用，因此輸出電壓Vo2的電壓下降AVf (圖6)大。作為對比，在圖4所示的電路中，等式(25)的右側第二項有效，並且反饋控制在用以消除輸出Vo2的變化的方向上起作用。因而，在輸出Vo2的穩定區域中，將輸出電壓Vo2的電壓下降AVf抑制為小。後面將參考圖6所示的電壓波形和電流波形的信號波形圖來說明該情況。以下將根據等式(25)、研究輸出Vol的變化以及電壓增量AVs的變化對於反饋的貢獻程度。設α 和α 2是這兩者的反饋因數，則如通過以下所示，滿足以下關係。a 1=1/R6+1/R91a 2=1/R91. . . (26)在這種情況下，等式(25)的右側第一項和右側第二項的係數分別與α I和α 2相對應。因此，如通過以下所示，計算α I相對於反饋因數的總和的比率、即輸出Vol的反饋貢獻率D(a I)。D ( a I) = a I/ ( a 1+ a 2) = (1+X) / (2+X). . . (27)其中，X=R91/R6同樣，通過以下來給出輸出Vo2的反饋貢獻率D( a 2)。 D ( a 2) = a 2/ ( a 1+ a 2) =1/ (2+X). . . (28)圖5示出等式(27)的結果。圖5是示出輸出Vol的反饋貢獻率的變化的圖。如從圖5可以看出，當X=O時,等式(27)的左側、即Vol的反饋貢獻率為O. 5。當X=3時，該反饋貢獻率為0.8。當X=8時，該反饋貢獻率為O. 9。隨著X變大，該貢獻率接近
I.O。根據與本實施例有關的實驗數據，表明以下當X=3吋，即當Vol的反饋貢獻率為O. 8時，可以以最佳平衡來維持和控制列印頭驅動電壓Vol和馬達驅動電壓Vo2這兩者。這還表示Vo2的反饋貢獻率為O. 2。圖6是示出圖4所示的開關電源內的各單元的電壓波形和電流波形的信號波形圖。如通過圖13所示的相關技術與圖6之間的比較可以看出，在時刻t=t2時輸出電壓Vo2恢復之後的電壓水平Vp22僅略微低於時刻t=tl之前的水平Vp20。如以上參考圖13所述，在該相關技術中，電壓下降AVf達到3 4V，但在圖4所示的開關電源中可以將該電壓下降△ Vf抑制為LOV0因此，根據前述實施例，還可以通過反饋控制來抑制用作馬達驅動電壓的第二輸出電壓的電壓下降。因而，可以正常執行馬達伺服控制。其它實施例注意，開關電源的結構不限於前述實施例。圖7是示出根據其它實施例的開關電源的結構的電路圖。根據本實施例的電路的特徵在於添加有(後面要詳細說明的)塊121。注意，在圖7中，相同的附圖標記或符號表示與已說明的圖4所示的開關電源相同的元件，並且將不重複針對這些元件的說明。將參考圖7來繼續說明。塊121用於利用經由電阻器R123輸入至電晶體Q121的基極的控制信號Cont來改變反饋因數a I和a 2。當控制信號Cont處於低水平吋，電晶體Q121不可用，結果位於後級的電晶體Q122不可用。這裡，塊121對整個電路不產生影響。結果，如通過等式(26)所示，反饋因數a I和a 2取參考圖4所述的值。另ー方面，當控制信號Cont處於高水平時，電晶體Q121可用，結果電晶體Q122可用。因而，反饋電流If3 (dc)與流經電阻器R91的反饋電流If2 (dc)並聯地經由電阻器R121流動。結果，電流Ifl (dc)、If2 (dc)和If3 (dc)的合成電流流入節點Vref I。通過以下來分別給出這些電流。Ifl(dc) = (Vol-Vref)/R6. . . (29)If2(dc) = (Vo2-Vref) /R91. . . (30)
If3(dc) = (Vo2-Vref) /R121. . . (31)此外，如前述實施例那樣，等式(32)成立。S卩，得出以下。Vo2=Vol+AVs. . . (32)因此,如通過以下所示,根據這些等式來計算節點Vrefl的合成電流。Ifl (dc) +If2 (dc) +If3 (dc)= (Vol-Vref) /R6+ (Vo2-Vref) /R91+(Vo2-Vref) /R91
=(l/R6+l/R91+l/R121)*Vol+(l/R91+l/R121)*AVs-(l/R6+l/R91+l/R121)*Vref. . . (33)在等式(33)中，右側第一項包括Vol作為變量，右側第二項包括電壓增量AVs作為變量，並且右側第三項是常數項。因此，如果穩定地維持了輸出電壓Vol，則反饋合成電流Ifl (dc) +If2 (dc) +If3 (dc)的變化依賴於右側第二項、即(1/R91+1/R121) * Λ Vs。如通過等式(33)和與圖4相關聯地說明的等式(25)之間的比較可以看出，變量AVs的係數變大。即，在等式(25)中該係數為1/R91，而在等式(33)中該係數為(1/R91+1/R121)。結果，相對於給定的變量AVs的變化，右側第二項的變化變大。即，與圖4所示的電路相比，圖7所示的電路可以實現很大程度上反映了輸出電壓Vo2的變化的反饋控制。在圖7所示的電路中，當電晶體Q121可用時，流入節點Vrefl的反饋電流Ifl(dc), If2(dc)和If3(dc)的總和經由電阻器R7流出。另外，除此之外，該總和電流經由虛線所圍繞的塊122向著電晶體Q121流出。注意，塊122包括電阻器R124和ニ極管D121的串聯電路。需要串聯電路的原因如下所述。即，進行控制，以使得流入節點Vrefl的電流的總和以及從該節點流出的電流的總和彼此相等，並且節點Vrefl的電位總是維持在DC2. 5V。因此，由於當控制信號Cont高時電晶體Q121可用，因此必須形成新的電流通道，其中該電流通道容納(換言之，允許流出)流入節點Vrefl的反饋電流的增量、即If3(dc)。電阻器R124和ニ極管D121的串聯電路恰好與該電流通道相對應。如果沒有形成該電流通道，則當控制信號Cont高時，輸出電壓Vol和Vo2降到作為原始設置電壓的DC24V和DC32V以下。即，這些輸出電壓的水平相對於原始輸出電壓改變。這是由於以下原因。即，進行控制，以使得反饋電流Ifl(dc)、If2(dc)和If3(dc)的總和等於流經基準電阻器R7的電流值、即通過利用阻抗值R7對DC2. 5V進行分壓所獲得的值(總是恆定)。由於該原因，如果沒有形成作為塊122的新電流通道，則右側的兩個變量Vol和AVs被控制為低於原始設置電壓。在這種情況下，塊122的ニ極管D121起到在控制信號Cont低時防止以下的作用，即，防止電晶體Q122的基極電流經由電阻器R122和R124流入節點Vrefl而使電晶體Q122可用。此外，在圖7中，由於如上所述、需要反饋電流If3(dc)與流經作為新電流通道的塊122的電流相等，因此如通過以下所示，以下關係成立。If3 (dc) = (Vref-Vf) /R124. · . (34)其中，Vref是分流調節器IC3的基準電壓(通常為DC2. 5V)，Vf是ニ極管D121的正向電壓(例如，在肖特基(Schottky) ニ極管的情況下為O. 4V)，並且Rl 24是電阻器Rl 24的阻抗值。此外，由於通過等式(31)來給出反饋電流If3(dc)，因此得出以下(Vo2-Vref)/R121=(Vref-Vf)/R124. . . (35)因而，如通過以下所述，計算電阻器R124的值Rl24={(Vref-Vf)/(Vo2-Vref)}*R121... (36)在這種情況下，將等式(22)代入Vo2來得出以下R124={(Vref-Vf)/(Vol+ΔVs-Vref)}*R121. . (37)如通過以上說明可以理解，如果確定了反饋電流If3(dc)，則可以根據與電流If3(dc)有關的電阻器Rl21的值來計算塊122內的電阻器R124的值。
接著，當根據等式(33)來計算輸出Vol的反饋因數α I和輸出Vo2的反饋因數α 2時，得出以下。a 1=1/R6+1/R91+1/R121a 2=1/R91+1/R121. . . (38)因此，如通過以下所示，計算α I相對於反饋因數的總和的比率、即輸出Vol的反饋貢獻率D(a I)。D ( a I) = a I/ ( a 1+ a 2) = (1+X') / (2+X'). . . (39)其中，X』=(R91//R121)/R6其中，R91//R121表示R91和R121的並聯阻抗值。同樣，通過以下來給出輸出Vo2的反饋貢獻率D( a 2)。D ( a 2) = a 2/ ( a 1+ a 2) =1/ (2+X'). . . (40)在這種情況下，等式(40)的結果是通過利用X』來替換與前述實施例相關聯地說明的等式(27)中的X所獲得的，並且在以圖形進行表示的情況下是通過利用X』來替換圖5的X所給出的。然而，實際上，X』、即(R91//R121)/R6的分子(R91//R121)的值無法取O。這是因為，電阻器R91或R121的阻抗值無法取O、即不會發生短路狀態。實驗表明例如，在輸送馬達M2的高速列印介質輸送期間，當X』=0.5時，即當根據等式(39)和(40)得出D ( a I) =0. 6並且D ( a 2) =0. 4時，可以抑制並且穩定地控制輸出電壓Vo2的下降。關於該點，同樣請參考圖5。如以上已經說明的，在圖14所示的傳統電路中，由於在輸出Vo2的穩定區域(圖13的時段T2)內輸出Vo2的反饋實際上不起作用，因此輸出電壓Vo2的電壓下降AVf大。作為對比，在圖3所示的電路結構中，輸出Vo2是通過以輸出Vol為基準來將疊加電壓AVs疊加在輸出Vol上所生成的，並且反饋控制在用以消除該疊加電壓AVs的變化的方向上起作用。由於該原因，可以減少輸出Vo2的下衝和過沖，並且即使在輸出Vo2的穩定區域(圖6的時段T2)內也可以將輸出Vo2的電壓下降AVf抑制為小。儘管已經參考典型實施例說明了本發明，但是應該理解，本發明不限於所公開的典型實施例。所附權利要求書的範圍符合最寬的解釋，以包含所有這類修改、等同結構和功倉^:。
權利要求
1.一種電源設備,包括 變壓器，其具有初級繞組、第一次級繞組和第二次級繞組； 第一直流電壓生成單元，用於根據所述第一次級繞組所生成的電壓來生成第一直流電壓； 第二直流電壓生成單元，用於根據通過將所述第二次級繞組所生成的電壓疊加在所述第一直流電壓上而獲得的電壓來生成第二直流電壓； 開關單元，用於對所述初級繞組進行通電；以及 控制單元，其包括電壓輸入節點，用於對所述開關單元進行控制，以使得輸入至所述電壓輸入節點的電壓恆定，其中，所述電壓輸入節點經由電阻器分別連接至所述第一直流電壓生成單元的輸出節點、所述第二直流電壓生成單元的輸出節點以及接地端。
2.根據權利要求I所述的電源設備，其特徵在於，在對所述第一直流電壓和所述第二直流電壓分別進行反饋的情況下，設R6是連接至所述第一直流電壓生成單元的輸出節點的第一電阻器的阻抗值、R91是連接至所述第二直流電壓生成單元的輸出節點的第二電阻器的阻抗值、α I是所述第一直流電壓的反饋所用的反饋因數、並且α 2是所述第二直流電壓的反饋所用的反饋因數，通過以下來分別給出所述反饋因數α I和所述反饋因數α 2 a 1=1/R6+1/R91a2=1/R91。
3.一種列印設備，包括 根據權利要求I所述的電源設備； 列印頭，其被供給所述第一直流電壓； 馬達，其被供給所述第二直流電壓；以及 控制單元，用於對所述列印頭和所述馬達進行控制。
4.一種列印設備，包括列印頭和馬達，所述列印設備還包括開關電源，所述開關電源用於生成對所述列印頭進行驅動所需的第一輸出電壓、以及對所述馬達進行驅動所需的第二輸出電壓，其中所述第二輸出電壓高於所述第一輸出電壓，以及 所述開關電源包括 變壓器，用於利用第一次級繞組來生成所述第一輸出電壓，並且利用第二次級繞組來生成要疊加在所述第一輸出電壓上的疊加電壓； 驅動器，用於對所述變壓器進行驅動； 第一整流平滑電路，用於對所述第一輸出電壓進行整流平滑； 第二整流平滑電路，用於對所述疊加電壓進行整流平滑； 加法器，用於將所述第二整流平滑電路進行整流平滑後的疊加電壓與所述第一整流平滑電路進行整流平滑後的第一輸出電壓相加，以輸出所述第二輸出電壓；以及 反饋控制單元，用於通過直流耦合對所述第一輸出電壓和所述第二輸出電壓分別進行反饋，利用第一反饋因數和第二反饋因數分別調整所反饋的第一輸出電壓和所反饋的第二輸出電壓，對調整後的各反饋成分進行合成放大，並且利用合成放大後的反饋成分來對所述驅動器進行脈衝寬度調製控制。
5.根據權利要求4所述的列印設備，其特徵在於，在通過直流耦合對所述第一輸出電壓和所述第二輸出電壓分別進行反饋的情況下，設R6是串聯連接至所述第一輸出電壓的電阻器、R91是串聯連接至所述第二輸出電壓的電阻器、α I是所述第一反饋因數、並且α 2是所述第二反饋因數，通過以下來分別給出所述第一反饋因數α I和所述第二反饋因數α 2 a 1=1/R6+1/R91a 2=1/R91 ;以及 當X=R91/R6時，通過以下來分別給出所述第一輸出電壓的反饋貢獻率D(a I)以及所述第二輸出電壓的反饋貢獻率D(a 2) D ( α I) = α I/ ( α 1+ α 2) = (1+Χ) / (2+Χ) D ( α 2) = α 2/ ( α 1+ α 2) =1/ (2+Χ)。
6.根據權利要求5所述的列印設備，其特徵在於，所述反饋控制單元包括改變單元，所述改變單元用於根據所述列印設備的列印操作序列、基於輸入的控制信號來改變所述第一反饋因數和所述第二反饋因數中的至少一個。
7.根據權利要求6所述的列印設備，其特徵在於，所述改變單元改變所述電阻器R6和所述電阻器R91中的至少一個的阻抗值。
8.根據權利要求7所述的列印設備，其特徵在於，在所述列印操作序列中，在所述列印頭的驅動期間、所述改變單元使所述第一反饋因數增加，並且在列印介質的輸送期間、所述改變單元使所述第二反饋因數增加。
9.根據權利要求8所述的列印設備，其特徵在於，在所述列印頭的驅動期間，D ( α I) =0. 8且D ( α 2) =0. 2，並且在所述列印介質的輸送期間，D ( α I) =0. 6且D ( α 2) =0. 4。
全文摘要
本發明涉及一種電源設備和列印設備。該電源設備包括變壓器，用於利用第一次級繞組來生成第一輸出電壓並利用第二次級繞組來生成疊加電壓；以及驅動器。此外，該電路包括第一整流平滑電路和第二整流平滑電路，用於分別對第一輸出電壓和第二輸出電壓進行整流平滑；以及加法器，用於對整流平滑後的疊加電壓與整流平滑後的第一輸出電壓進行相加，以輸出第二輸出電壓。通過直流耦合對第一輸出電壓和第二輸出電壓分別進行反饋，利用第一反饋因數和第二反饋因數分別調整反饋後的第一輸出電壓和反饋後的第二輸出電壓，並且對調整後的反饋成分進行合成放大以應用於驅動器，從而進行PWM控制。
文檔編號H02M7/537GK102857108SQ20121022837
公開日2013年1月2日 申請日期2012年7月2日 優先權日2011年7月1日
發明者高柳義章, 笠原隆史 申請人:佳能株式會社