除以二注入鎖定環式振蕩器電路的製作方法

2023-09-19 12:10:35 1

專利名稱：除以二注入鎖定環式振蕩器電路的製作方法
技術領域：
所揭示的實施例大體上涉及包括可在無線通信系統中操作的頻率除法器的頻率除法器。
背景技術：
對於例如無線通信系統等一些應用來說，包括頻率除法器電路為有用的。在一個實例中，頻率除法器接收振蕩輸入信號，對所述輸入信號進行頻率除法運算，且產生經降頻除法運算的振蕩輸出信號。所述頻率除法運算的特徵在於以整數進行的頻率除法運算。在無線通信系統內，可見頻率除法器頻繁地用作無線電收發器(發射器/接收器)的一部分。 在無線電收發器內的一個實例中，頻率除法器可用以接收來自本機振蕩器(LO)的振蕩信號，對所述振蕩信號進行降頻除法運算，且產生兩個較低頻率的輸出信號差分同相(I)輸出信號和差分正交(Q)輸出信號。輸出信號I和Q的頻率可(例如)為輸入信號的頻率的一半。Q輸出信號具有與I輸出信號的頻率相同的頻率，但在相位上相對於I輸出信號移位 90度。因而，差分輸出信號I和Q據稱為在相位上正交。經降頻除法運算的輸出信號的集合可(例如)供應到無線電收發器的接收鏈中的混頻器。此情形為頻率除法器在無線通信系統內的僅一種應用。還可見頻率除法器用於本機振蕩器內的鎖相迴路內，或還可用以對無線通信系統電路內的其它處的信號進行頻率除法運算。圖1 (現有技術)為一種類型的頻率除法器電路1的圖。頻率除法器1包括兩個常規注入鎖定頻率除法器(ILFD) 2和3。頻率除法器1接收差分輸入信號L0，其包含導體4 上的信號LO+和導體5上的信號L0-。頻率除法器1產生兩個差分輸出信號I和Q。差分輸出信號I包含導體6上的信號1+和導體7上的信號I-。差分輸出信號Q包含導體8上的信號Q+和導體9上的信號Q-。ILFD 2與ILFD 3兩者為一種類型的振蕩電路。舉例來說，如果將具有恆定電壓的輸入信號施加到ILFD 2，那麼ILFD 2將僅以其自身的自然頻率進行振蕩。然而，如果將具有在可接受頻率窗內的足夠振幅的振蕩輸入信號施加到ILFD 2， 那麼ILFD 2將「鎖定」到振蕩輸入信號的頻率且以振蕩輸入信號的頻率的一半進行振蕩。 因此，頻率除法器2可操作以用整數二對輸入信號LO進行頻率除法運算，且產生在相位上正交的輸出信號。雖然圖1的電路在一些應用中令人滿意地操作，但其具有諸多限制。歸因於電感性負載的使用，常規ILFD的物理大小為不合需要地大。此外，電感器在較大電路的情形下充當電磁幹擾(EMI)的發射器和接收器兩者。因此，電感器抑制其它電路元件的性能，且頻率除法器1的性能受其它電路元件抑制。此外，對於典型的輸入信號振幅來說， 常規ILFD將可靠地「鎖定」到且因此進行除法運算的輸入頻率的範圍限於中心調諧輸入頻率的相對較小百分比。可通過增大輸入信號振幅或減小電感器質量因數來實現更大範圍， 但此方法消耗較多功率。精細數字控制的電容器調諧組可用以將ILFD的有效範圍擴大到為中心調諧輸入頻率的30%到40%的實際範圍，但此方法為不合需要地複雜且消耗裸片面積。圖2(現有技術)為另一種類型的頻率除法器電路10的圖。頻率除法器10包括兩個交叉耦合的共模邏輯(CML)電路11和12。頻率除法器10接收差分輸入信號L0，其包含導體13上的信號LO+和導體14上的信號L0-。除法器10產生兩對差分輸出信號I和Q。 差分輸出信號I包含導體15上的信號1+和導體16上的信號I-。差分輸出信號Q包含導體 17上的信號Q+和導體18上的信號Q-。CML電路11包括電晶體TRl到TR6。將LO-供應到電晶體TR3，且將LO+供應到電晶體TR4。電晶體TRl和TR2感測CML電路12的狀態，且在 TR3通過LO-時控為高時將此狀態轉移到CML電路11的負載電阻器。當TR3通過LO-時控為低且TR4通過LO+時控為高時，電晶體TR5和TR6在時鐘循環的此階段期間鎖存CML 11 的電阻器的狀態。以此方式，輸出信號1+和I-以LO的頻率的一半進行振蕩。類似地，輸出信號Q+和Q-以LO的頻率的一半進行振蕩。然而，由於CML 12與CML 11相比接收處於相反極性的LO+和L0-，因此差分輸出對⑴+、Q-)與差分輸出對(I+、I-)在相位上為正交的。頻率除法器10的限制在於，除法器的輸出電壓擺幅並非為軌對軌的。實際上，頻率除法器10的低輸出擺幅僅可達到高於接地(VSS)幾百毫伏。由於此減小的範圍，除法器的相位噪聲性能相對於其它解決方案為低的。此外，必須使用軌對軌轉換器來使頻率除法器10 與反相器類型的無源混頻器緩衝級介接。軌對軌轉換器在數百兆赫茲到數千兆赫茲的頻率範圍中消耗大量功率。另一種類型的頻率除法器為利用基於電晶體的反相器的動態邏輯除法器。不幸的是，所述反相器需要相對較高的電壓供應軌以進行除法運算。實際上，反相器需要大於兩個閾值電壓加上兩個漏極-源極飽和電壓的供應電壓以具有足夠增益，從而可靠地操作。第二個缺點在於，動態邏輯除法器需要軌對軌輸入信號以進行除法運算。在實際電路設計中， 經由長度通常超過一毫米的信號線傳送來自本機振蕩器的輸入信號。在此距離上，沿所述線產生的功率損耗傾向於使振蕩信號的振幅衰減。為了克服這些損耗並將軌對軌信號遞送到除法器，必須由本機振蕩器發射更強信號，從而導致不合需要的功率消耗水平。在應用中 (例如，在電池供電的蜂窩式電話的無線電收發器中)，可能需要在最小功率消耗下操作頻率除法器，所述頻率除法器接收經衰減的振蕩輸入信號且產生低相位噪聲、軌對軌I信號和Q信號。

發明內容
一種頻率除法器包含注入鎖定環式振蕩器(ILRO)。在一個實施例中，所述頻率除法器包含兩個ILR0。所述頻率除法器接收差分輸入信號，以整數二對所述輸入信號的頻率進行除法運算，且輸出兩個差分輸出信號。所述差分信號中的第一者為由第一 ILRO產生的同相(I)差分信號。所述差分信號中的第二者為由第二 ILRO產生的正交(Q)差分輸出信號。所述I和Q信號彼此異相大約90度，且因此在相位上為正交的。每一 ILRO包括交叉耦合的電晶體對、與所述交叉耦合的電晶體對中的每一電晶體對應的負載電阻器、積分電容器和電流注入電路。所述I差分輸出信號存在於所述第一 ILRO的所述交叉耦合的電晶體對的漏極之間。所述Q差分輸出信號存在於所述第二 ILRO 的所述交叉耦合的電晶體對的漏極之間。在每一 ILRO內，每一電晶體的所述漏極耦合到所述交叉耦合的電晶體對的所述相應電晶體的柵極。負載電阻器耦合於電路電壓源與每一電晶體的所述漏極之間。所述積分電容器耦合每一電晶體的源極。所述電流注入電路響應於具有第一頻率的振蕩輸入信號而使從每一電晶體的所述源極到電路接地的路徑交替地打開和關閉。作為響應，每一電晶體的所述漏極處的電壓狀態經交替地鎖存和切換，從而產生以二進行頻率除法運算的一對差分振蕩輸出信號。以此方式，通過所述差分輸入信號反相地驅動的兩個ILRO產生所述兩個差分輸出信號I和Q。在第二實施例中，一種頻率除法器接收單端輸入信號，以整數二對所述輸入信號的頻率進行除法運算，且輸出在相位上正交的兩個差分輸出信號I和Q。在此實施例中，所述頻率除法器包括單一 ILR0。存在於所述交叉耦合的電晶體對的漏極之間的所述差分輸出信號I與存在於所述交叉耦合的電晶體對的源極之間的差分信號異相大約90度。因此，存在於所述交叉耦合的電晶體對的所述源極之間的所述差分信號近似差分正交信號Q。在第三實施例中，一種頻率除法器執行以四對頻率進行的除法運算。在此實施例中，通過第一 ILRO以二對單端輸入信號進行降頻除法運算。存在於所述第一 ILRO的交叉耦合的電晶體對的每一電晶體的漏極處的輸出信號分別經傳送到第二和第三ILRO的輸入端。因此，所述第二和第三ILRO通過經降頻除法運算的差分輸入信號反相地驅動。所述第二和第三ILRO以二對所述經降頻除法運算的輸入信號進行頻率除法運算，且產生兩個差分輸出信號I和Q。在此實施例中，以四對到所述頻率除法器的所述輸入信號進行了降頻除法運算。所述第一 ILRO以二對所述輸入信號進行頻率除法運算，且所述第二和第三ILRO 再次以二對所述信號進行頻率除法運算並產生相位正交的輸出信號。在第四實施例中，實現一種具有改進的輸出信號轉換率的頻率除法器。在此實施例中，所述頻率除法器包含兩個ILR0。所述頻率除法器接收差分輸入信號，以二對所述輸入信號的頻率進行除法運算，且輸出在相位上正交的兩個差分輸出信號I和Q。交流(AC)耦合電容器將所述第一 ILRO的交叉耦合對的第一電晶體的源極耦合到第三電晶體的柵極。 所述第三電晶體的源極耦合到電流源。所述第三電晶體的漏極耦合到所述第二 ILRO的交叉耦合的電晶體對的第一電晶體的漏極。以此方式，存在於所述第一電晶體的所述源極處的所述信號經反相，經放大，且供應到所述第二 ILRO的第一輸出節點。因此，所述第二 ILRO 的第一負載電阻器由兩個電晶體驅動，從而改進存在於所述第二 ILRO的所述第一節點上的所述輸出信號的所述轉換率。此外，所述差分輸入信號的兩個分量驅動存在於所述第二 ILRO的所述第一節點上的所述輸出信號。此情形改進頻率除法器性能而不管輸入噪聲和裝置失配。以一類似方式，每一 ILRO的所述交叉耦合的電晶體對的每一電晶體的所述源極分別耦合到所述相對ILRO的所述交叉耦合的電晶體對的所述漏極。因此，以所述頻率除法器的所述差分輸出信號I和Q來實現性能優點。上述內容為概要且因此必然地含有細節的簡化、一般化和省略；因此，所屬領域的技術人員將了解，所述概要僅具有說明性且並不意味著以任何方式為限制性的。如僅由權利要求書所定義的本文中所描述的裝置和/或過程的其它方面、發明性特徵和優點將在本文中所闡述的非限制性具體實施方式
中變得顯而易見。


圖1 (現有技術)為包括兩個常規注入鎖定頻率除法器(ILFD)的頻率除法器的圖。圖2(現有技術)為包括兩個交叉耦合的共模邏輯(CML)電路的頻率除法器的圖。圖3為根據一個新穎方面的使用注入鎖定環式振蕩器(ILRO)的移動通信裝置100的簡化圖。圖4為圖3的RF收發器集成電路102的更詳細圖。圖5為圖4的RF收發器集成電路102的接收鏈108內的頻率除法器113的操作的圖。圖6為圖4的RF收發器集成電路102的接收鏈108的頻率除法器113的更詳細圖。圖7A到7D為圖6的頻率除法器113的注入鎖定環式振蕩器130在操作中的更詳細圖。圖8說明頻率除法器113在操作中的輸入波形和輸出波形。圖9說明頻率除法器113的第二實施例。圖10說明第三實施例中的頻率除法器113的以四進行的除法運算。圖11說明第四實施例中的頻率除法器113。圖12為根據一個方面的方法的流程圖。
具體實施例方式圖3為移動通信裝置100(例如，蜂窩式電話)的極簡化高階框圖。裝置100包括 (除未說明的其它部分外)可用於接收並發射蜂窩式電話通信的天線101、RF收發器集成電路102，和數字基帶集成電路103。圖4為圖3的RF收發器集成電路102的更詳細圖。在蜂窩式電話的操作的一個極簡化解釋中，如果蜂窩式電話正用以接收作為蜂窩式電話通話的部分的音頻信息，那麼在天線101上接收傳入發射104。信號通過雙工器105和匹配網絡106，且由接收鏈108的低噪聲放大器(LNA) 107放大。在由混頻器109進行降頻轉換之後且在由基帶濾波器110 進行濾波之後，信息經傳送到數字基帶集成電路103以用於模/數轉換和數字域中的進一步處理。作為降頻轉換過程的一部分，混頻器109接收由頻率除法器113產生的經降頻除法運算的振蕩信號L01/N，且使用此信號來降頻轉換由接收鏈108處理的信息。被稱為經降頻除法運算的振蕩信號L01/N的信號實際上包括兩個差分信號I和Q。跨越兩個導體的集合傳送差分信號I和Q中的每一者。頻率除法器113在實體上緊密接近於接收鏈108的電路。頻率除法器113接收本機振蕩器信號L01，以整數N對信號的頻率進行除法運算，且輸出經降頻除法運算的振蕩信號L01/N。本機振蕩器信號LOl由本機振蕩器111產生。LOl 可(例如)為經由兩個導體發射的差分信號。在其它實例中，LOl可為經由單一導體發射的單端信號。LOl經由長的「有損耗」線112發射到頻率除法器113。如下文所解釋，信號 LOl在跨越長的「有損耗」線112的發射期間經受寄生功率損耗。這些損耗使LOl的峰間信號振幅和LOl的高頻分量衰減。另一方面，如果蜂窩式電話100正用以發射作為蜂窩式電話通話的部分的音頻信息，那麼待發射的音頻信息在數字基帶集成電路103中轉換為模擬形式。將模擬信息供應到RF收發器集成電路102的發射鏈115的基帶濾波器114。在濾波之後，通過混頻器116 對信號進行增頻轉換。作為增頻轉換過程的一部分，混頻器116接收由頻率除法器119產生的經降頻除法運算的振蕩信號L02/N，且使用此信號來增頻轉換由發射鏈115處理的信息。 通過驅動器放大器120和外部功率放大器121放大所得經增頻轉換的信號。經放大的信號供應到天線101以作為傳出發射122進行發射。經降頻除法運算的振蕩信號L02/N包括兩個差分信號I和Q。頻率除法器119接收本機振蕩器信號L02，以整數除數N對信號的頻率進行除法運算，且輸出經降頻除法運算的振蕩信號L02/N。本機振蕩器信號L02由本機振蕩器117產生。L02可(例如)為經由兩個導體發射的差分信號。在其它實例中，L02可為經由單一導體發射的單端信號。L02經由長的「有損耗」線118發射到頻率除法器119，所述頻率除法器119駐留成緊密接近於發射鏈115的電路。在經由長的「有損耗」線118的發射期間，信號L02經受寄生功率損耗，所述損耗使信號L02的峰間振幅和高頻分量衰減。圖5為圖4的RF收發器集成電路102的接收鏈108內的頻率除法器113的操作的更詳細圖。頻率除法器113通過導體132、133、144和145耦合到混頻器109。頻率除法器 113通過導體131和143耦合到本機振蕩器111。頻率除法器113接收差分輸入信號LOl， 其包含導體131上的信號LO+和導體143上的信號L0-。頻率除法器113通過以整數N對輸入信號LOl進行頻率除法運算來產生經降頻除法運算的輸出信號L01/N。L01/N包括兩個差分輸出信號I和Q。差分輸出信號I包含導體132上的信號1+和導體133上的信號1_。 差分輸出信號Q包含導體144上的信號Q+和導體145上的信號Q-。I+、1_、Q+和Q- —起為在相位上正交的四個經降頻除法運算的振蕩信號。如下文所解釋，所有四個信號近似輸入波形LOl的經頻率除法運算的版本，但四個信號表示中的每一者的特徵在於大約90度的相位差。混頻器109包括經由導體132、133、144和145接收差分輸出信號I和Q的混頻器緩衝級。混頻器緩衝級包括反相器電路。基於反相器的混頻器緩衝級用於其功率高效操作特性。然而，所述混頻器緩衝級需要大致軌對軌輸入波形來可靠地操作。因此，差分輸出信號I和Q必須近似理想的軌對軌振幅波形以可靠地驅動混頻器109。在操作中，輸出信號 I+、I-、Q+和Q-在最大電壓與最小電壓之間振蕩，所述最大電壓在電路供應電壓VDD的幾十毫伏內，所述最小電壓在電路接地電壓VSS的幾十毫伏內。混頻器109的混頻器緩衝級在由來自頻率除法器113的輸出信號I+、I-、Q+和Q-驅動時可靠地操作。本機振蕩器111通過長的「有損耗」線112耦合到頻率除法器113。在本實例中， 本機振蕩器111產生差分信號L01。長的「有損耗」線112包括包含信號LO+的導體131 和包含信號LO-的導體143。在其它實例中，本機振蕩器111可產生單端信號，且線112可僅包括包含單端輸入信號的單一導體。在無線通信系統(例如，電池供電的蜂窩式電話) 中，本機振蕩器111將振蕩信號供應到多種分支電路(sub-circuit)。因此，建構在實體上緊密接近每一分支電路的本機振蕩器111是不可能的。結果，本機振蕩器111通常在實體上並不緊密接近於接收鏈108的頻率除法器113。舉例來說，長的「有損耗」線112的長度為一毫米或一毫米以上。因為此長度，經由線112傳送的振蕩信號淪為若干功率損耗機制的犧牲品。到裸片襯底的電容性耦合對經由線112發射的高頻振蕩信號具有低通濾波效應。電磁輻射損耗還使經由線112發射的高頻信號的振幅衰減，且線112的充電/放電產生l/2cv2f的損耗。歸因於線112的長度，線112如同天線一般起作用，且經由線112發射的高頻信號經受輻射損耗。由於這些功率損耗，經由線112發射的振蕩信號經受峰間信號振幅的衰減和高頻分量的衰減。舉例來說，在實體上緊密接近於本機振蕩器111而測量的來自本機振蕩器111的信號LO的波形可緊密地類似於理想方波。然而，緊密接近於頻率除法器113而測量的同一信號在振幅和高頻分量方面可經衰減。出於說明的目的，方波的轉變經很大地衰減，且在每一轉變處顯現為圓角。雖然可通過增大發射功率來克服這些功率損耗，但此情形導致功率消耗的不合需要的增大。因此，頻率除法器113應能夠對經衰減的輸入信號可靠地進行除法運算。圖6為圖4的RF收發器集成電路102的接收鏈108的頻率除法器113的更詳細圖。頻率除法器113包括兩個注入鎖定環式振蕩器(ILRO) 130和142。注入鎖定環式振蕩器130包括一對負載電阻器138和139、交叉耦合的電晶體對137、積分電容器136，和電流注入電路135。在本實例中，電阻器138和139中的每一者的電阻值為200歐姆。在其它實例中，可使用其它電阻值。第一電阻器138的第一引線和第二電阻器139的第一引線耦合到電壓參考節點148。在電壓參考節點148處供應電路供應電壓VDD。舉例來說，VDD可小至700毫伏。電阻器138的第二引線耦合到振蕩節點140，且電阻器139的第二引線耦合到振蕩節點141。輸出信號I-存在于振蕩節點140處，且在導體132上從頻率除法器113 傳送。輸出信號1+存在于振蕩節點141上，且在導體133上從頻率除法器113傳送。交叉耦合的電晶體對137包括N溝道電晶體152 (TRl)和N溝道電晶體153 (TR2)。TRl的漏極耦合到振蕩節點140，且TR2的漏極耦合到振蕩節點141。此外，TRl的柵極耦合到TR2的漏極，且TR2的柵極耦合到TRl的漏極。TRl和TR2的跨導值與負載電阻值相乘定義ILRO 130的增益。為了發生除法運算，增益必須大於一。在本實例中，大於二的增益用於可靠的除法運算。積分電容器136包括耦合到TRl的源極的第一引線和耦合到TR2的源極的第二引線。在本實例中，積分電容器136為金屬-金屬電容器，其具有數十到數百毫微微法拉 (femtofarad)的電容值。電流注入電路135包括N溝道電晶體154 (TR3)和N溝道電晶體 155(TR4)。TR3的漏極耦合到積分電容器136的第一引線，且TR4的漏極耦合到積分電容器136的第二引線。在此實例中，TR3和TR4的大小類似於TRl和TR2。TR3的源極和TR4 的源極耦合到第二電壓參考節點149。第二電壓參考節點149供應第二電路供應電壓VSS。 舉例來說，VSS可為電路接地。此外，TR3的柵極和TR4的柵極耦合到注入鎖定環式振蕩器 130的輸入節點150。輸入節點150耦合到導體131。注入鎖定環式振蕩器(ILRO) 142類似於注入鎖定環式振蕩器130。ILRO 142包括一對負載電阻器182和183、包括N溝道電晶體184和185的交叉耦合的電晶體對、積分電容器186，和電流注入電路187。輸出信號Q-存在于振蕩節點146處，且在導體144上從頻率除法器113傳送。輸出信號Q+存在于振蕩節點147上，且在導體145上從頻率除法器 113傳送。注入鎖定環式振蕩器142的輸入節點151耦合到導體143。由於將LO+信號傳送到ILRO 130的輸入電壓節點150且將LO-信號傳送到ILRO 142的輸入電壓節點151， ILRO 130和LRO 142時控於輸入信號LO的相反相位。在本實例中，每一 LO+信號和LO-信號具有振蕩波形，且在大約100毫伏與1. 3伏之間振蕩。圖7A到7D為頻率除法器113的注入鎖定環式振蕩器130在操作中的更詳細圖。 在導體131上將輸入信號LO+傳送到ILRO 130的輸入電壓節點150。在本實例中，LO+可為具有幾百兆赫茲到幾千兆赫茲的振蕩頻率的方波信號。圖7A到7D以四個級分別說明 ILRO 130從時間TO到時間T4的操作的完整輸出循環。圖7A到7D說明L0+、1+和I-從時間TO到時間T4的電壓波形。在所述時間周期TO到T4上，LO+經歷兩個完整循環周期。 在同一時間周期上，I-和1+經歷一個完整循環周期。因此，ILRO 131的操作導致以二對 LO+進行頻率除法運算。
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圖7A說明處於「鎖存」狀態的ILRO 130。「鎖存」狀態的特徵在於輸入信號LO+ 處於數字高狀態時的時間周期。圖7A說明在LO+處於高狀態時的從TO到Tl的時間周期期間的鎖存狀態。輸入電壓節點150處的信號LO+傳送到TR3和TR4的柵極。ILR0130的電晶體TR3和TR4通過LO+在電晶體操作的非線性區中驅動。因此，當LO+處於高狀態時， TR3和TR4為傳導的。在時間T0，TR1的漏極處於低電壓狀態，且TR2的漏極處於高電壓狀態。因為TR2的漏極處的高電壓狀態傳送到TRl的柵極，所以TRl為大體上傳導的。由於 TRl與TR3兩者在TO時為傳導的，因此電流134從電路供應電壓節點148經由負載電阻器 138、TRl和TR3流動到電路接地節點149。因為處於傳導狀態的電晶體TRl和TR3的電阻值顯著小於負載電阻器138的電阻值，所以電流134大致等於節點148處的電路供應電壓 VDD除以負載電阻器138的電阻器值。因為TRl的漏極處的低電壓狀態傳送到TR2的柵極， 所以TR2為大體上不傳導的。因為TR2為大體上不傳導的，所以大體上無電流流經TR2，且 TR2的漏極處的電壓狀態保持為高。貫穿從TO到Tl的「鎖存」狀態，TR2的漏極處的電壓狀態繼續驅動為高，且TRl的漏極處的電壓狀態繼續驅動為低。術語「鎖存」狀態指代如下概念分別存在於TRl和TR2的漏極處的信號I-和1+在「鎖存」狀態的持續時間內繼續驅動為其初始狀態。在說明於圖7A中的狀況下，「鎖存」狀態從時間TO持續到時間Tl。圖7B說明處於「切換」(toggle)狀態的ILRO 130。「切換」狀態的特徵在於LO+ 處於數字低狀態時的時間周期。圖7B說明在LO+為低時的從Tl到T2的時間周期期間的切換狀態。因為TR3和TR4通過LO+在電晶體操作的非線性區中驅動，所以當LO+處於低狀態時，電晶體TR3和TR4為不傳導的。在TR3和TR4的傳導狀態與不傳導狀態之間進行轉變的時間相對於LO+的振蕩周期為極短的。此外，術語傳導狀態與不傳導狀態不應暗示完全傳導或完全不傳導的狀態，而是通過實際N溝道電晶體實施方案來確定。在時間Tl， TRl的漏極處於低電壓狀態，且TR2的漏極處於高電壓狀態。因為TR2的漏極處的高電壓狀態傳送到TRl的柵極，所以TRl為大體上傳導的。然而，由於TRl為大體上傳導的且TR3 從Tl開始為大體上不傳導的，因此電流從電路供應電壓節點148經由負載電阻器138流動到積分電容器136中。隨著時間從時間Tl進展到時間T2，電壓形成於TRl的源極處，且由於TRl和TR2在電晶體操作的線性區中操作，因此電壓還形成於TRl的漏極處。形成於 TRl的漏極處的電壓信號傳送到TR2的柵極。作為響應，TR2開始傳導。結果，電流開始從電路供應電壓節點148經由負載電阻器139且流動到積分電容器136中。隨著此電流開始流動，TR2的漏極處的電壓開始降低。由於TR2的漏極處的電壓信號傳送到TRl的柵極，因此TRl開始從大體上傳導轉變為大體上不傳導。因此，TRl的漏極處的信號I-通過兩個機制的組合從低電壓狀態驅動到高電壓狀態。第一機制是通過隨著通過TRl的電流對積分電容器136充電來增大TRl的源極處的電壓。第二機制為TRl的漏極與TR2的柵極和TR2的漏極到TRl的柵極的交叉耦合。此交叉耦合響應於TRl的漏極處的電壓升高而通過將低電壓信號傳送到TRl的柵極來促進TRl的斷開。因此，積分電容器136通過啟用這兩個機制來使輸出節點140處的信號I-的電壓擺幅增大。貫穿從Tl到T2的「切換」狀態，TRl的漏極處的電壓狀態驅動為低，且TR2的漏極處的電壓狀態驅動為高。術語「切換」狀態指代如下概念分別存在於TRl和TR2的漏極處的信號I-和1+在「切換」狀態的持續時間內驅動為與其初始狀態相反的狀態。在說明於圖7A中的狀況下，「切換」狀態從時間Tl持續到時間T2。
圖7C說明隨著LO+再次處於數字高狀態而處於「鎖存」狀態的ILRO 130。圖7C 說明從T2到T3的時間周期期間的鎖存狀態。電晶體TR3和TR4響應於LO+轉變到高狀態而快速交換到傳導狀態。在時間T2，TRl的漏極處於高電壓狀態，且TR2的漏極處於低電壓狀態。因為TR2的漏極處的低電壓狀態傳送到TRl的柵極，所以TRl為大體上不傳導的。 因為TRl為大體上不傳導的，所以大體上無電流流經TRl或TR3，且TRl的漏極處的電壓狀態保持為高。因為TRl的漏極處的高電壓狀態傳送到TR2的柵極，所以TR2為大體上傳導的。由於TR2與TR4兩者在T2時為傳導的，因此電流從電路供應電壓節點148經由負載電阻器139流動到電路接地節點149。因為處於傳導狀態的電晶體TR2和TR4的電阻值顯著小於負載電阻器139的電阻值，所以此電流大致等於節點148處的電路供應電壓VDD除以負載電阻器139的電阻器值。貫穿從T2到T3的「鎖存」狀態，TRl的漏極處的電壓狀態繼續驅動為高，且TR2的漏極處的電壓狀態繼續驅動為低。因此，分別存在於TRl和TR2的漏極處的信號I-和1+在從時間T2到時間T3的「鎖存」狀態的持續時間內繼續驅動為其初始狀態。圖7D說明再次處於「切換」狀態的ILRO 130。圖7D說明在LO+為低時的從T3到 T4的時間周期期間的切換狀態。電晶體TR3和TR4響應於LO+轉變到低狀態而快速地轉變到不傳導狀態。在時間T3，TRl的漏極處於高電壓狀態，且TR2的漏極處於低電壓狀態。 因為TRl的漏極處的高電壓狀態傳送到TR2的柵極，所以TR2為大體上傳導的。然而，由於 TR2為大體上傳導的且TR4在T3時為大體上不傳導的，因此電流從電路供應電壓節點148 經由負載電阻器139流動到積分電容器136中。隨著時間從時間T3進展到時間T4，電壓形成於TR2的源極處，且由於TRl和TR2在電晶體操作的線性區中操作，因此電壓還形成於 TR2的漏極處。形成於TR2的漏極處的電壓信號傳送到TRl的柵極。作為響應，TRl開始傳導。結果，電流開始從電路供應電壓節點148經由負載電阻器138且流動到積分電容器136 中。隨著此電流開始流動，TRl的漏極處的電壓開始降低。由於TRl的漏極處的電壓信號傳送到TR2的柵極，因此TR2開始從大體上傳導轉變為大體上不傳導，從而約束流經TR2的電流且進一步在TR2的漏極處形成電壓。因此，TR2的漏極處的電壓信號通過兩個機制的組合從低電壓狀態驅動到高電壓狀態。第一機制為隨著通過TR2的電流對積分電容器136充電來增大TR2的源極處的電壓。第二機制為TR2的漏極與TRl的柵極和TRl的漏極到TR2 的柵極的交叉耦合。此交叉耦合響應於在TR2的漏極處的電壓升高而通過將低電壓信號傳送到TR2的柵極來促進TR2的斷開。因此，積分電容器136通過啟用這兩個機制來使輸出節點141處的信號1+的電壓擺幅增大。貫穿從T3到T4的「切換」狀態，TR2的漏極處的電壓狀態驅動為高，且TRl的漏極處的電壓狀態驅動為低。術語「切換」狀態指代如下概念 分別存在於TRl和TR2的漏極處的信號I-和1+在「切換」狀態的持續時間內驅動為與其初始狀態相反的狀態。在說明於圖7D中的狀況下，「切換」狀態從時間T3持續到時間T4。圖8說明頻率除法器113在操作中的輸入波形和輸出波形。如在圖7A到7D中詳細論述，第一 ILRO 130接收L0+，以二對頻率執行除法運算，且輸出反相的經降頻除法運算的振蕩信號1+和I-。以類似方式，ILRO 142接收振蕩輸入信號L0-，以二對頻率執行除法運算，且輸出反相的經降頻除法運算的振蕩輸出信號Q+和Q-。輸入信號LO的振蕩頻率的特徵在於針對輸入信號LO而流逝以追蹤完整循環的時間周期。此時間周期可稱為輸入循環周期。經降頻除法運算的振蕩信號中的每一者的振蕩頻率的特徵在於針對所述信號中的每一者而流逝以追蹤完整循環的時間周期。此時間周期可稱為輸出循環周期。因為ILRO 130和142以二對頻率進行除法運算，所以輸出循環周期為輸入循環周期的兩倍。由於LO+ 和LO-為相位相反的輸入信號L0，因此LO-可特徵化為時間上滯後於LO+達輸入循環周期的一半或(等效地)輸出循環周期的四分之一。此延遲直接經由ILRO 142傳播，使得信號 Q+和Q-分別滯後於信號1+和I-達輸出循環周期的四分之一。或者，此滯後可表達為90 度的相位滯後。因此，頻率除法器113的輸出為在相位上正交的四個信號(I+、I-、Q+、Q_) 的集合，其各自以輸入信號LO的頻率的一半進行振蕩。圖9說明頻率除法器113的第二實施例。頻率除法器113僅包括ILRO 130。如圖9中所描繪，ILRO 130如圖6中所描述。然而，在本實例中，ILRO 130包括耦合到TRl的源極的輸出節點160和耦合到源極TR2的輸出節點161。輸出信號Q+存在於輸出節點160 上，且在導體156上從頻率除法器113傳送。輸出信號Q-存在於輸出節點161上，且在導體157上從頻率除法器113傳送。ILRO 130經由導體131接收振蕩輸入信號L0+，以二對頻率執行除法運算，且分別在導體133、132、156和157上輸出經降頻除法運算的振蕩信號 I+、I-、Q+和Q-。存在於輸出節點160處的信號Q+滯後於存在于振蕩節點140處的信號 I-達大約90度。類似地，存在于振蕩節點161處的信號Q-滯後於存在于振蕩節點141處的信號1+達大約90度。因此，組合來說，存在于振蕩節點140、141、160和161處的信號在相位上為正交的。因此，通過單端振蕩信號驅動的單一 ILRO可以二執行頻率除法運算，且輸出在相位上正交的四個經降頻除法運算的振蕩信號。第二實施例的相位噪聲性能比不上第一實施例的相位噪聲性能。但，通過使用僅一個ILRO而非兩個ILRO來以二執行頻率除法運算(具有相位正交輸出)，功率得以節約。此外，需要僅一個導體來將振蕩輸入信號從本機振蕩器111傳送到頻率除法器113，從而節省集成電路裸片上的空間。因此，在可用性能換取較低成本和功率消耗的應用中，頻率除法器113的第二實施例與第一實施例相比可為優選的。圖10說明第三實施例中的頻率除法器113的以四進行的除法運算。在本實例中， 頻率除法器113包括ILRO 130、ILRO 142和ILRO 162。如在圖10中所描繪，ILRO 130和 ILRO 142如圖6中所描述，且ILRO 162類似於ILRO 130。輸出信號I-存在於ILR0130的振蕩節點140處，且在導體132上從頻率除法器113傳送。輸出信號1+存在於ILR0130的振蕩節點141上，且在導體133上從頻率除法器113傳送。輸出信號Q-存在於ILR0142的振蕩節點146處，且在導體144上從頻率除法器113傳送。輸出信號Q+存在於ILR0142的振蕩節點147上，且在導體145上從頻率除法器113傳送。輸入信號11+存在於ILRO 162 的輸入節點167上。輸入節點167耦合到導體131，且輸入信號11+通過頻率除法器113 在導體131上接收。ILRO 162的振蕩節點165通過導體163耦合到ILRO 130的輸入節點 150。ILRO 162的振蕩節點166通過導體164耦合到ILRO 142的輸入節點151。ILRO 162經由導體131接收振蕩輸入信號II+，且如上文關於ILRO 130所論述以二對頻率執行除法運算。ILRO 162將差分輸出信號LO輸出為存在於輸出節點165上的經降頻除法運算的振蕩信號LO+和存在於輸出節點166上的經降頻除法運算的振蕩信號L0-。 由於在導體163上將LO+信號從節點165傳送到ILRO 130的輸入電壓節點150、在導體164 上將LO-信號從節點166傳送到ILRO 142的輸入電壓節點151，ILRO 130和LRO 142時控於輸入信號LO的相反相位。ILRO 130接收振蕩輸入信號L0+，以二對頻率執行除法運算，且輸出經降頻除法運算的振蕩信號I+、I-。類似地，ILRO 142接收振蕩輸入信號L0-，以二對頻率執行除法運算，且輸出經降頻除法運算的振蕩信號Q+、Q-。信號I+、I-、Q+和Q-在相位上為正交的。由於ILRO 162以二執行第一頻率除法運算且ILRO 130和142以二執行後續頻率除法運算，因此如圖10中所描繪的頻率除法器113以四對頻率進行除法運算。以類似方式，可以N執行除法運算，其中N為2的冪。舉例來說，可串聯地配置Y個ILR0，其中所述系列ILRO的第一 ILRO接收輸入信號II+，且所述系列ILRO的最後ILRO輸出經降頻除法運算的差分信號以驅動ILRO 130和142。Y個ILRO中的每一者以二執行頻率除法運算。ILRO 130和ILRO 142以二執行最後除法運算，且產生相位上正交的四個輸出信號。 或者，頻率除法器113的第二實施例可用作所述系列ILRO的最後ILR0，且相位上正交的所有四個輸出信號可由單一 ILRO輸出。圖11說明第四實施例中的頻率除法器113。在本實例中，頻率除法器113包括 ILR0130和ILRO 142。如在圖11中所描繪，ILRO 130和ILRO 142如圖6中所描述，然而， 在本實例中包括額外元件。ILRO 130包括電晶體174和175。電晶體174的源極和電晶體 175的源極耦合到電流源180的第一引線。電流源180的第二引線耦合到電路供應電壓源 VSS。電晶體174的柵極經由交流(AC)耦合電容器172耦合到ILRO 130的振蕩節點160。 AC耦合電容器172經設定大小以阻擋直流(DC)偏移電壓信號，且使高頻(交流)AC電壓信號通過。類似地，AC耦合電容器173將電晶體175的柵極耦合到ILR0130的振蕩節點161。 電晶體174的漏極耦合到ILRO 142的振蕩節點146。由於耦合在一起，因此電流源180、電晶體174和電阻器182操作為存在於電晶體174的柵極處的電壓信號的反相放大器。電晶體175的漏極耦合到ILRO 142的振蕩節點147。由於耦合在一起，因此電流源180、電晶體 175和電阻器183操作為存在於電晶體175的柵極處的電壓信號的反相放大器。ILRO 142 包括電晶體178和179。電晶體178的源極和電晶體179的源極耦合到電流源181的第一引線。電流源181的第二引線耦合到電路供應電壓源VSS。電晶體178的柵極經由交流(AC) 耦合電容器176耦合到ILRO 142的振蕩節點170。AC耦合電容器176經設定大小以阻擋直流(DC)偏移電壓信號，且使高頻(交流)AC電壓信號通過。類似地，AC耦合電容器177 將電晶體179的柵極耦合到ILR0142的振蕩節點171。電晶體179的漏極耦合到ILRO 130 的振蕩節點140。由於耦合在一起，因此電流源181、電晶體179和電阻器138操作為存在於電晶體179的柵極處的電壓信號的反相放大器。電晶體178的漏極耦合到ILRO 130的振蕩節點141。由於耦合在一起，因此電流源181、電晶體178和電阻器139操作為存在於電晶體178的柵極處的電壓信號的反相放大器。如關於第二實施例所注釋，信號Q+存在於ILRO 130的振蕩節點160上。此信號通過AC耦合電容器172傳遞，且通過電流源180、電晶體174和電阻器182的作用來反相併放大，以產生經反相的電壓信號188。組合信號188與存在於ILRO 142的振蕩節點146上的信號Q-。通過在振蕩節點146處組合這些信號，現存在交換振蕩節點146處的狀態的兩個電晶體。此情形使振蕩節點146處的電壓信號的轉變速率增大。此外，振蕩節點146處的電壓狀態正通過經由ILRO 130的同相信號LO+與經由ILRO 142的反相信號LO-兩者來驅動。類似地，信號Q-存在於ILRO 130的振蕩節點161處。此信號通過AC耦合電容器173 傳遞，且通過電流源180、電晶體175和電阻器183的作用來反相併放大，以與存在於ILRO 142的振蕩節點147上的信號Q+匹配。以類似方式，ILRO 130的振蕩節點140和141交叉
15耦合到ILRO 142。通過在每一振蕩節點處交叉耦合ILRO 130和142，相位噪聲得以減小， 裝置失配對相位正交準確度的有害影響被減小，且較大電容性負載可在給定供應電流下通過頻率除法器113來驅動。圖12為根據一個新穎方面的方法200的流程圖。注入鎖定環式振蕩器(ILRO) 130 響應於數字高輸入信號值而鎖存(步驟201)存在於ILRO 130的第一節點上的電壓。在鎖存狀態期間，電流流經耦合到第一節點的N溝道電晶體，所述電流大體上等於電路供應電壓VDD除以耦合到第一節點的負載電阻器的電阻值。在一個實例中，電流134展示於圖7A 中。在另一實例中，存在於第一節點上的電壓在電路接地VSS的一百毫伏內。接下來(步驟202)，ILRO 130響應於數字低輸入信號值而使存在於第一節點上的電壓狀態切換到第二電壓狀態。在切換狀態期間，存在於第一節點上的電壓通過跨越積分電容器來累積電荷而增大。在一個實例中，步驟202展示於圖7B中。在另一實例中，第二電壓狀態在電路供應電壓VDD的五十毫伏內。在一個或一個以上示範性實施例中，可以硬體、軟體、固件或其任何組合來實施所描述的功能。如果以軟體來實施，那麼所述功能可作為一個或一個以上指令或代碼而存儲於計算機可讀媒體上或經由計算機可讀媒體來發射。計算機可讀媒體包括計算機存儲媒體與通信媒體兩者，通信媒體包括促進將電腦程式從一處傳送到另一處的任何媒體。存儲媒體可為可由通用或專用計算機存取的任何可用媒體。通過實例且非限制，此類計算機可讀媒體可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光碟存儲裝置、磁碟存儲裝置或其它磁性存儲裝置，或可用於載運或存儲呈指令或數據結構形式的所要程序代碼裝置且可由通用或專用計算機或通用或專用處理器存取的任何其它媒體。並且，可將任何連接恰當地稱作計算機可讀媒體。舉例來說，如果使用同軸電纜、光纖纜線、雙絞線、數字訂戶線(DSL)，或例如紅外線、無線電和微波等無線技術從網站、伺服器或其它遠程源發射軟體，那麼同軸電纜、光纖纜線、雙絞線、DSL，或例如紅外線、無線電和微波等無線技術包括於媒體的定義中。如本文中所使用，磁碟(Disk)和光碟(disc)包括緊密光碟(CD)、雷射光碟、光學光碟、數字多功能光碟(DVD)、軟性磁碟和藍光光碟，其中磁碟通常以磁性方式再現數據，而光碟用雷射以光學方式再現數據。上述各者的組合也應包括在計算機可讀媒體的範圍內。在一個說明性實例中，處理器可執行指令191的集合存儲於圖2的數字基帶集成電路103中的存儲器(處理器可讀媒體)192中。處理器190跨越總線存取存儲器192，且執行指令191，藉此致使集成電路103配置且控制並監視RF收發器集成電路102的接收鏈 108中的頻率除法器113。儘管上文出於指導的目的而描述了某些特定實施例，但此專利文獻的教示具有一般可應用性且並不受限於上文所描述的特定實施例。舉例來說，在本申請案中已將以二進行除法運算的頻率除法器描述為注入鎖定環式振蕩器，但頻率除法器可為另一注入鎖定振蕩器。因此，可在不偏離所附權利要求書的範圍的情況下實踐所描述的特定實施例的各種特徵的各種修改、調適和組合。
權利要求
1.一種頻率除法器，其包含第一注入鎖定環式振蕩器ILR0，其包含第一交叉耦合的電晶體對，其包括第一 N溝道電晶體和第二N溝道電晶體，其中所述第一 N溝道電晶體的漏極為第一輸出節點，其中所述第二 N溝道電晶體的漏極為第二輸出節點，其中所述第一 N溝道電晶體的柵極耦合到所述第二輸出節點，且其中所述第二 N溝道電晶體的柵極耦合到所述第一輸出節點；第一電容器，其具有耦合到所述第一N溝道電晶體的源極的第一引線和耦合到所述第二N溝道電晶體的源極的第二引線；以及第一電流注入電路，其具有耦合到所述第一 N溝道電晶體的所述源極的第一引線、耦合到所述第二 N溝道電晶體的所述源極的第二引線，和第一輸入節點。
2.根據權利要求1所述的頻率除法器，其中具有第一頻率的輸入信號存在於所述第一電流注入電路的所述第一輸入節點上，其中具有第二頻率的輸出信號存在於所述第一 ILRO 的所述第一與第二輸出節點之間，且其中所述第一頻率為所述第二頻率的兩倍。
3.根據權利要求1所述的頻率除法器，其中所述第一電流注入電路包含第三N溝道電晶體，其具有源極、漏極和柵極，其中所述第三N溝道電晶體的所述漏極耦合到所述第一 N溝道電晶體的所述源極，其中所述第三N溝道電晶體的所述柵極耦合到所述第一電流注入電路的所述第一輸入節點；以及第四N溝道電晶體，其具有源極、漏極和柵極，其中所述第四N溝道電晶體的所述漏極耦合到所述第二 N溝道電晶體的所述源極，且其中所述第四N溝道電晶體的所述柵極耦合到所述第一電流注入電路的所述第一輸入節點。
4.根據權利要求1所述的頻率除法器，其進一步包含第二注入鎖定環式振蕩器ILR0，其包含第二交叉耦合的電晶體對，其包括第三N溝道電晶體和第四N溝道電晶體，其中所述第三N溝道電晶體的漏極為第三輸出節點，其中所述第四N溝道電晶體的漏極為第四輸出節點，其中所述第三N溝道電晶體的柵極耦合到所述第四輸出節點，且其中所述第四N溝道電晶體的柵極耦合到所述第三輸出節點；第二電容器，其具有耦合到所述第三N溝道電晶體的源極的第一引線和耦合到所述第四N溝道電晶體的源極的第二引線；以及第二電流注入電路，其具有耦合到所述第三N溝道電晶體的所述源極的第一引線、耦合到所述第四N溝道電晶體的所述源極的第二引線，和第二輸入節點。
5.根據權利要求4所述的頻率除法器，其中差分輸入信號存在於所述第一電流注入電路的所述第一輸入節點與所述第二電流注入電路的所述第二輸入節點之間，其中同相(I) 差分輸出信號存在於所述第一 ILRO的所述第一與第二輸出節點之間，且其中正交(Q)差分輸出信號存在於所述第二 ILRO的所述第三與第四輸出節點之間。
6.根據權利要求1所述的頻率除法器，其中輸入信號存在於所述第一電流注入電路的所述第一輸入節點上，其中同相(I)差分輸出信號存在於所述第一與第二輸出節點之間， 且其中正交(Q)差分輸出信號存在於所述第一N溝道電晶體的所述源極與所述第二N溝道電晶體的所述源極之間。
7.根據權利要求1所述的頻率除法器，其進一步包含第二注入鎖定環式振蕩器ILR0，其具有第二輸入節點、第三輸出節點和第四輸出節點；以及第三注入鎖定環式振蕩器ILR0，其具有第三輸入節點、第五輸出節點和第六輸出節點， 其中所述第三ILRO的所述第五輸出節點耦合到所述第一 ILRO的所述第一輸入節點，且其中所述第三ILRO的所述第六輸出節點耦合到所述第二 ILRO的所述第二輸入節點。
8.根據權利要求7所述的頻率除法器，其中具有第一頻率的輸入信號存在於所述第三 ILRO的所述第三輸入節點上，其中具有第二頻率的同相(I)差分輸出信號存在於所述第一 ILRO的所述第一與第二輸出節點之間，其中正交(Q)差分輸出信號存在於所述第二 ILRO的所述第三與第四輸出節點之間，且其中所述第一頻率為所述第二頻率的四倍。
9.根據權利要求4所述的頻率除法器，其中所述第一ILRO進一步包含第五N溝道電晶體，其具有源極、漏極和柵極，其中所述第五N溝道電晶體的所述漏極耦合到所述第二 ILRO的所述第三輸出節點，且其中所述第五N溝道電晶體的所述柵極經由第一交流AC耦合電容器耦合到所述第一 N溝道電晶體的所述源極；第六N溝道電晶體，其具有源極、漏極和柵極，其中所述第六N溝道電晶體的所述漏極耦合到所述第二 ILRO的所述第四輸出節點，其中所述第六N溝道電晶體的所述柵極經由第二交流AC耦合電容器耦合到所述第二 N溝道電晶體的所述源極，且其中所述第五N溝道電晶體的所述源極與所述第六N溝道電晶體的所述源極耦合到電流源。
10.根據權利要求3所述的頻率除法器，其進一步包含第一負載電阻器，其具有第一引線和第二引線，其中所述第一負載電阻器的所述第一引線耦合到所述第一輸出節點；第二負載電阻器，其具有第一引線和第二引線，其中所述第二負載電阻器的所述第一引線耦合到所述第二輸出節點，且其中所述第一負載電阻器的所述第二引線和所述第二負載電阻器的所述第二引線耦合到供應電壓節點，且其中所述電流注入電路的所述第三N溝道電晶體的所述源極和所述第四N溝道電晶體的所述源極耦合到接地節點。
11.一種頻率除法器，其包含第一注入鎖定環式振蕩器ILR0，其具有接收具有第一頻率的第一振蕩信號的第一輸入引線、輸出具有第二頻率的同相(I)差分輸出信號的第一輸出引線和第二輸出引線，其中所述第一頻率為所述第二頻率的兩倍，且其中所述ILRO包含交叉耦合的電晶體對，其包括第一 N溝道電晶體和第二 N溝道電晶體，其中所述第一 N 溝道電晶體的漏極耦合到所述第一輸出引線，其中所述第二 N溝道電晶體的漏極耦合到所述第二輸出引線；電容器，其具有耦合到所述第一 N溝道電晶體的源極的第一引線和耦合到所述第二 N 溝道電晶體的源極的第二引線；以及電流注入電路，其具有耦合到所述第一 N溝道電晶體的所述源極的第一引線、耦合到所述第二 N溝道電晶體的所述源極的第二引線，和耦合到所述第一 ILRO的所述第一輸入引線的第三引線。
12.根據權利要求11所述的頻率除法器，其進一步包含第二 ILR0，其具有大體上等同於所述第一 ILRO的構造的構造，其具有接收第二振蕩信號的第二輸入引線、輸出正交(Q)差分輸出信號的第三輸出引線和第四輸出引線，其中所述第一振蕩信號與所述第二振蕩信號為差分輸入信號，且其中所述同相(I)信號與所述正交(Q)信號異相大約90度。
13.一種方法，其包含響應於第一輸入信號的數字高狀態而將存在於第一注入鎖定環式振蕩器ILRO的第一輸出節點上的電壓鎖存到第一電壓狀態，其中大體上等於電路供應電壓除以第一負載電阻器值的電流流經所述第一 ILRO的第一 N溝道電晶體；以及響應於所述第一輸入信號的數字低狀態而將存在於所述第一輸出節點上的所述電壓切換到第二電壓狀態，其中存在於所述第一輸出節點上的所述電壓通過跨越第一電容器累積電荷來增大。
14.根據權利要求13所述的方法，其中將電路接地電壓和所述電路供應電壓供應到所述第一 ILR0，且其中所述第一電壓狀態在所述電路接地電壓的一百毫伏內，且所述第二電壓狀態在所述電路供應電壓的五十毫伏內。
15.根據權利要求13所述的方法，其進一步包含 響應於所述第一輸入信號的所述數字高狀態而將存在於所述第一 ILRO的第二輸出節點上的電壓鎖存到所述第二電壓狀態，其中大體上無電流流經所述第一 ILRO的第二N溝道電晶體；以及響應於所述第一輸入信號的所述數字低狀態而將存在於所述第二輸出節點上的所述電壓切換到所述第一電壓狀態，其中所述第二輸出節點處的所述電壓通過跨越所述第一電容器累積電荷來降低。
16.根據權利要求15所述的方法，其中所述第一ILRO為頻率除法器電路的一部分。
17.根據權利要求15所述的方法，其進一步包含接收存在於所述第一 ILRO的所述第一輸出節點與所述第二輸出節點之間的差分輸出信號。
18.根據權利要求15所述的方法，其進一步包含響應於第二輸入信號的數字高狀態而鎖存存在於第二 ILRO的第三輸出節點上的電壓和存在於所述第二 ILRO的第四輸出節點上的電壓；以及響應於所述第二輸入信號的數字高狀態而切換存在於所述第二 ILRO的所述第三輸出節點上的所述電壓和存在於所述第二 ILRO的所述第四輸出節點上的所述電壓，其中所述第一輸入信號與所述第二輸入信號異相大約180度。
19.根據權利要求18所述的方法，其進一步包含響應於第三輸入信號的數字高狀態而鎖存存在於第三ILRO的第五輸出節點上的電壓和存在於所述第三ILRO的第六輸出節點上的電壓；以及響應於所述第三輸入信號的數字高狀態而切換存在於所述第三ILRO的所述第五輸出節點上的所述電壓和存在於所述第三ILRO的所述第六輸出節點上的所述電壓，其中所述第五輸出節點將所述第一輸入信號供應到所述第一 ILR0，且所述第六輸出節點將所述第二輸入信號供應到所述第二 ILR0。
20.根據權利要求18所述的方法，其進一步包含使存在於所述第一 ILRO的第三電壓節點上的電壓信號反相，藉此產生經反相的電壓信號；以及將所述經反相的電壓信號發射到所述第二 ILRO的所述第一輸出節點。
21.—種頻率除法器電路，其包含導體，其將第一輸入信號接收到所述頻率除法器電路上；以及用於以固定整數對所述輸入信號進行頻率除法運算藉此產生同相(I)差分輸出信號的裝置，其中所述裝置包括第一電容器，且其中所述第一電容器至少部分地增大所述I差分輸出信號的電壓擺幅。
22.根據權利要求21所述的頻率除法器電路，其中所述裝置為注入鎖定環式振蕩器 ILR0，其中所述ILRO包括交叉耦合的電晶體對，所述電晶體對包括第一 N溝道電晶體和第二 N溝道電晶體，且其中所述第一電容器的第一引線耦合到所述第一 N溝道電晶體的源極， 且所述第一電容器的第二引線耦合到所述第二N溝道電晶體的源極。
23.根據權利要求21所述的頻率除法器電路，其進一步包含第二導體，其將第二輸入信號接收到所述頻率除法器電路上，其中所述第一輸入信號和所述第二輸入信號為差分輸入信號，且其中所述裝置對所述第二輸入信號進行頻率除法運算，藉此產生正交(Q)差分輸出信號，且其中所述裝置還包括第二電容器，且其中所述第二電容器至少部分地增大所述Q差分輸出信號的電壓擺幅。
全文摘要
一種頻率除法器包含多個注入鎖定環式振蕩器ILRO。第一ILRO包括一對交叉耦合的N溝道電晶體、一對負載電阻器、積分電容器和電流注入電路。每一電晶體的漏極耦合到另一電晶體的柵極。每一負載電阻器將每一電晶體的所述漏極耦合到電路電壓源。所述積分電容器耦合每一電晶體的源極。所述電流注入電路響應於具有第一頻率的振蕩輸入信號而使從每一電晶體的所述源極到電路接地的路徑交替地打開和關閉。作為響應，每一電晶體的所述漏極處的電壓狀態經交替地鎖存和切換，從而產生以二進行頻率除法運算的一對差分振蕩信號。反相驅動的第一和第二ILRO產生在相位上正交的兩個差分輸出信號。
文檔編號H03B27/00GK102484449SQ201080039073
公開日2012年5月30日 申請日期2010年9月3日 優先權日2009年9月3日
發明者拉塞爾·J·法格 申請人:高通股份有限公司