開關電路及包絡線信號放大器的製作方法

2023-11-09 17:52:17 3

專利名稱：開關電路及包絡線信號放大器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種利用PWM(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調製)信號使與電感元件連接的開關元件進行開關的開關電路、及具備該開關電路的包絡線信號放大器。
背景技術：
近年來，作為在行動電話的基站等中將高頻率的調製信號進行功率放大時所使用的一种放大方式，有EER(Envelope Elimination and Restoration,包絡消除與恢復)方式。在EER方式中，從放大的調製信號中提取振幅成分(包絡線)和相位成分，利用與振幅成分對應的信號對相當於相位成分的信號進行振幅調製，由此，以調製後的信號的振幅與原先的調製信號的振幅成正比例的方式進行放大。更具體而言，將跟蹤於所提取的包絡線的電壓作為電源電壓而供給至飽和型放大器。該放大器通過將相當於相位成分的信號進行放大，來使已放大的信號的振幅跟蹤於所提取的包絡線。上述的跟蹤於包絡線的電壓是通過如下方式獲得例如，對通過針對需要放大的調製信號進行包絡線檢波所得到的檢波信號(以下，稱為包絡線信號)進行功率放大而獲得。在包絡線信號的功率放大中，為了提高效率而使用飽和型放大器。例如，利用通過針對包絡線信號進行脈衝寬度調製所生成的PWM信號，使開關元件進行開關，並對經過開關被放大的PWM信號進行積分，由此包絡線信號被解調成調製信號。在對PWM信號進行放大時，多使用將互補的開關元件推挽式連接的D級放大器、或者在由電感元件施加的電壓為零時接通開關元件的E級放大器。但是，對於D級放大器而言，技術上難以平衡性良好地提高互補的開關元件的耐壓。另外，對於E級放大器而言，根據設計條件及動作條件而在斷開開關元件時存在由電感元件施加至開關元件的浪湧電壓(surge voltage)大幅超過電源電壓的情形。根據上述理由，在將推挽式或單一的開關元件應用於高頻且大功率的放大器時，自然存在限制。此外，由於上述PWM信號中包含頻率比較低的包絡線信號的成分、及頻率較高的PWM信號的成分，因此，作為PWM信號的放大器，需要具有寬頻帶的頻率特性的放大器。作為滿足上述條件的放大器，可以考慮例如將專利文獻I中所示的分布放大器適用於PWM信號的放大器。現有技術文獻專利文獻專利文獻I :日本特開2002-033627號公報

發明內容
發明要解決的問題然而，在分布放大器中，在用於合成多個開關元件輸出電力的分布常數線路中，必需使向與輸出端相反側傳播的電力由電阻消耗而成為終端，從而存在終端電阻中的損耗較大的問題。另外，從經放大的PWM信號中取出作為調製信號的包絡線信號時需要低通濾波器，該濾波器的插入損耗亦無法忽視。本發明是鑑於上述情況而做出的，其目的在於提供一種能夠將經多個開關元件放大的PWM信號以低損耗合成並對調製信號進行解調的開關電路、及具備該開關電路的包絡線信號放大器。解決問題的技術手段本發明的一方面涉及的開關電路具備連接電路，其經由N-I個第I電感元件而將用於控制N個(N為2以上的整數)開關元件的開關的各控制端子級聯連接；及第3電感元件，其分別連接於一端與直流電源連接的第2電感元件的另一端及上述開關元件的各一端之間，上述開關電路的特徵在於，通過輸入至上述連接電路的輸入端子的PWM信號，來使上述多個開關元件依次進行開關。即，該開關電路具備(a) N個開關元件；(b)包含N-I個第I電感元件的連接電路；(c)第2電感元件；及(d)N個第3電感元件。N個開關元件各自具有一端及控制端子。第2電感元件具有一端及另一端。N-I個第I電感元件為串聯連接。N個開關元件的控制端子分別連接於連接電路內的多個節點。該等多個節點包含N-I個第I電感元件的連接接點、及連接電路的輸入端及輸出端。N個第3電感元件分別將N個開關元件的一端與第2電感元件的另一端電連接。在該開關電路中，N個開關元件各自的控制端子分別連接於構成PWM信號傳播的連接電路的N-I個第I電感元件的各連接節點、及連接電路的輸入輸出端子，在各開關元件的一端、與一端與直流電源連接的第2電感元件的另一端之間分別插裝有第3電感元件。因此，通過在連接電路中傳播的PWM信號來使各開關元件以固定的時間間隔依次進行開關，每一開關元件上經放大的大致相等振幅的PWM信號在第2電感元件的另一端中被相加。在具有像上述時間間隔的N倍為I周期這樣的調製周期(PWM周期)的PWM信號輸入到該開關電路的情況下，在複數平面上，各開關元件的一端上的與PWM信號的基波的信號振幅及相位對應的信號點以-2 π /N的相位差等間隔地排列在以原點為中心的圓上。因此，在該開關電路中，以輸出至各開關元件的一端的PWM信號的基波在第2電感元件的另一端上相互抵消的方式被相加。同樣地，在根據PWM信號的M次(Μ為2以上的整數)高次諧波而輸出至各開關元件的一端的與PWM信號的信號振幅及相位對應的信號點表現為以_2Μπ /N的相位差等間隔地排列在複數平面上的以原點為中心的圓上的情況下，以輸出至各開關元件的一端的PWM信號的高次諧波相互抵消的方式被相加。在一實施方式中，亦可具有如下特徵電連接上述開關元件的一端及上述第2電感元件的另一端之間的連接部件構成上述第3電感元件。本實施方式的開關電路中，需要分別插裝於各開關元件的一端與第2電感元件的另一端之間的第3電感元件是由連接部件來實現的。因此，連接部件的寄生電感發揮第3電感元件的功能。在一實施方式的開關電路中，亦可具有如下特徵Ν為8以上。在本實施方式的開關電路中，當將各開關元件的一端上的PWM信號的M次高次諧波的信號振幅及相位與複數平面上的信號點進行對應的情況下，各信號點間的相位差(_2Μπ/Ν)成為相對於基波的信號點間的相位差(_2π/Ν)的M倍。即，各信號點最初重疊於I點是N次高次諧波(M=N)的情況。因此，在N為8以上的情況下，至少對於2次高次諧波至7次高次諧波而言，與開關元件的各一端對應的複數平面上的信號點並未重疊於I點，這些高次諧波被相互抵消。
在一實施方式中，亦可具有如下特徵上述開關元件與上述第I、第2及第3電感元件形成在單片集成電路的半導體基板上。由於本實施方式的開關電路形成在單片集成電路的半導體基板上，因此該開關電路得以小型化，作為放大器的高頻特性變得良好。在一實施方式中，亦可具有如下特徵上述開關元件是縱型M0SFET。在本實施方式中，由於各開關元件是縱型M0SFET，因此開關電路得以高耐壓、大功率化，並且接通電阻變小而使損耗降低。進而，在將縱型MOSFET應用到單片集成電路的各開關元件的情況下，各開關元件的漏極電極、及源極電極與柵極電極分開而位於單片集成電路的兩面。因此，例如，自各開關元件的漏極電極至第2電感元件的另一端為止的配線長度得以均等化，並且每一開關元上經放大的PWM信號在第2電感元件的另一端中平衡性良好地被相加。本發明的另一方面涉及的包絡線信號放大器的特徵在於，包括對模擬信號進行脈衝寬度調製的調製電路；及上述的一方面或實施方式涉及的任一開關電路，通過上述調製電路對調製信號的包絡線信號進行脈衝寬度調製而得到的PWM信號，使上述開關電路進行開關。在該包絡線信號放大器中，調製電路對所輸入的調製信號的包絡線信號進行脈衝寬度調製，利用通過脈衝寬度調製所獲得的PWM信號來使開關電路進行開關而對包絡線信號進行解調。由此，將能以低損耗方式合成經多個開關元件放大的PWM信號並對調製信號進行解調的開關電路應用於包絡線信號放大器中。發明的效果根據上述開關電路，通過連接電路中傳播的PWM信號來使各開關元件以固定的時間間隔依次進行開關，每一開關元件上經放大的大致相等振幅的PWM信號在第2電感元件的另一端被相加。在對上述開關電路輸入了具有像上述時間間隔的N倍成為I周期這樣的調製周期的PWM信號的情況下，在複數平面上，根據PWM信號的基波而輸出至各開關元件的一端的與PWM信號的振幅及相位對應的信號點以-2 /N的相位差等間隔地排列在以原點為中心的圓上。因此，以使輸出至各開關元件的一端的PWM信號的基波相互抵消的方式被相加。同樣地，當根據PWM信號的M次(M為2以上的整數)高次諧波而輸出至各開關元件的一端的與PWM信號的振幅及相位對應的信號點表現為以-2M π /N的相位差等間隔地排列在複數平面上的以原點為中心的圓上的情況下，以使輸出至各開關元件的一端的PWM信號的高次諧波相互抵消的方式被相加。因此，能夠以低損耗方式合成經多個開關元件放大的PWM信號而對調製信號進行解調。


圖I是表示一實施方式涉及的EER放大器的主要部分構成的塊圖。圖2是示意性地表示EER放大器的各部的信號波形的說明圖。圖3是表示一實施方式涉及的開關電路的構成的電路圖。圖4是將漏極中的信號的振幅及相位與複數平面上的信號點進行對應而表示的圖。
圖5是表示與放大級數(η)相應的基波及高次諧波的抵消特性的圖表。圖6是另一實施方式涉及的開關電路的示意俯視圖。圖7是又一實施方式涉及的開關電路的示意俯視圖。
具體實施例方式以下，對將具有一實施方式涉及的開關電路的包絡線信號放大器應用於在行動電話的基站中所使用的EER方式下的放大器(以下，稱為EER放大器)中的實施方式(實施方式I)，進行詳細敘述。圖I是表示一實施方式涉及的EER放大器的主要部分構成的塊圖。EER放大器具備檢波器2，對從輸入端子I輸入的行動電話的調製信號進行包絡線檢波；包絡線信號放大器3，放大檢波信號(包絡線信號)；限制器4，限制所輸入的調製信號的振幅並提取相位成分；及開關電路5，將所提取的相位成分進行放大。包絡線信號放大器3具備三角波產生器31，其產生固定頻率的三角波；及比較器32，其通過比較由三角波產生器31供給的三角波與由檢波器2生成的檢波信號，將根據由檢波器2供給的檢波信號調製了脈衝寬度而得到的PWM信號供給至開關電路33。從振幅通過開關電路33進行開關而增大後的PWM信號中，去除脈衝寬度調製的調製頻率成分及高次諧波成分。因此，包絡線信號通過開關電路33被解調。該包絡線信號供給至開關電路5。開關電路5中，將由包絡線信號放大器3的開關電路33供給的包絡線信號用作電源電壓，根據由限制器4供給的相位成分而使未圖示的開關元件進行開關，從而使經放大的相位成分的振幅跟蹤於包絡線信號。圖2是示意性地表示EER放大器的各部的信號波形的說明圖。圖2的(A)至(G)中，橫軸表示時間，縱軸表示各部的信號的振幅。其中，各縱軸的比例尺並不均等。圖2的(A)表示供給至輸入端子I的調製信號的波形。在所輸入的調製信號中，對載波進行相位調製及振幅調製而生成的信號。圖2的(B)表示通過限制器4從所輸入的調製信號中提取的相位成分的波形，圖2的(C)表示用檢波器2對所輸入的調製信號進行包絡線檢波而生成的檢波信號(包絡線信號)的波形。圖2的(B)的相位信號的振幅為固定，圖2的(C)的包絡線信號中已去除調製信號的載波成分。圖2的⑶表示輸入至比較器32的三角波的波形，圖2的(E)表示比較器32的輸出信號(PMW信號)的波形。比較器32將圖2的(C)所示的包絡線信號與三角波進行比較，輸出將脈衝寬度根據包絡線信號進行調製的PWM信號。此處，在包絡線信號的峰值較低(或較高)的情況下，PWM信號的脈衝寬度變寬(或窄)。圖2的(F)表示開關電路33的輸出信號的波形。開關電路33將來自比較器32的PWM信號進行極性反轉並放大，由此從該PMW信號中去除脈衝寬度調製的調製頻率成分及高於該調製頻率成分的頻率成分。即，圖2的(F)所示的信號成為將圖2的(C)的包絡線信號放大的信號。圖2的(G)表示開關電路5的輸出信號的波形。開關電路5是將圖2的(F)所示的包絡線信號本身用作電源電壓，將圖2的⑶所示的相位成分進行放大，以此生成輸出信號。在該情況下，開關電路5輸出的信號的振幅跟蹤於電源電壓，因此具有跟蹤於包絡線信號的振幅的相位信號從開關電路5中輸出。這樣一來，在圖2的(A)所示的調製信號的相位成分得以保持的狀態下振幅成分被放大而圖2的(G)所示的信號從EER放大器輸出。
此外，在本實施方式I中，脈衝寬度調製的調製頻率、即使三角波產生器31產生的三角波的頻率為200MHz，但並不限定於此。例如，與包絡線信號的帶寬的10倍左右相當的頻率可用作脈衝寬度調製的調製頻率。圖3是表示一實施方式涉及的開關電路33的構成的電路圖。開關電路33包括一端連接於電源Vdd的線圈L2 ;及N個場效應電晶體(M0SFET，以下，簡稱為電晶體)Ml、M2、. . . Mn。在線圈L2的另一端與漏極Dl、D2、... Dn (η為2以上的整數)之間，分別插裝有線圈L3。電晶體■12、..^11各自的源極31、52、...511連接於接地電位。線圈L2的另一端連接於開關電路33的輸出端子332。在電晶體Mk、Mk+1 (k為I至η-i的整數)的柵極Gk、Gk+1之間，分別連接有n_l個線圈LI。η-i個線圈LI與柵極G1、G2、. . . Gn的未圖示的寄生電容Cgs構成連接電路，該連接電路的一端及另一端分別經由線圈Lla和終端電阻Rs的串聯電路而與輸入端子331及接地電位連接。在終端電阻Rs與接地電位之間，亦可插裝下述的電容器Cl。使終端電阻Rs的阻抗與連接電路的特性阻抗一致。在上述的開關電路33中，從比較器32經由輸入端子331而供給至終端電阻Rs的PWM信號是在連接電路中傳播的期間以固定的時間間隔供給至柵極Gm(m為自I至η為止的整數)。該時間間隔設定為脈衝寬度調製的調製周期的I/η。即，對柵極Gm供給相對於柵極Gl相位延遲2 31 (m-1) /n的PWM信號。而且，當PWM信號傳播至電晶體Mm的柵極Gm時，電晶體Mm在與漏極Dm連接的線圈L3與接地電位之間進行開關，且將經極性反轉並放大後的PWM信號從漏極Dm經由線圈L3而供給至輸出端子332。因此，從線圈L2的另一端、即輸出端子332輸出的信號成為，從漏極D1、D2、. . . Dn各自所輸出的等振幅的PWM信號經由各自的線圈L3而均等地相加後所得到的信號。接著,說明在n=8的情況下,從各電晶體Mm的漏極Dm供給至輸出端子332的PWM信號被相加的機制。圖4是將漏極D1、D2、. . . D8的信號的振幅及相位與複數平面上的信號點對應而表示的圖。圖中橫軸表示實軸，縱軸表示虛軸。圖4的(A)表示相對於具有與脈衝寬度調製的調製頻率(此處為200MHz)相同的頻率的基波的信號點，圖4的(B)、圖4的(C)及圖4的⑶的各自表示相對於2次高次諧波、3次高次諧波、4次高次諧波的信號點。如圖4的(A)所示，在將與漏極Dl對應的信號點置於實軸上的情況下，漏極Dl、D2、. . . D8中的信號振幅為固定，因此，與漏極Dl、D2、. . . D8對應的信號點排列在以原點為中心的同心圓上。另外，電晶體M1、M2、...M8使以脈衝寬度調製的調製周期(基波的周期)的1/8的時間間隔、即以-π /4的相位差而依次進行開關，因此，與漏極Dl、D2、· · · D8對應的相鄰的信號點間的相位差變成-η /4 (=-2 π /8)。同樣地，如圖4的(B)所示，電晶體M1、M2、. . . Μ8以2次高次諧波的周期的2/8的時間間隔、即以-η /2的相位差而依次進行開關，因此與漏極Dl、D2、. . . D8對應的相鄰的信號點間的相位差變成ι/2(=_2Χ2π/8)。另外，對於3次高次諧波而言，如圖4的(C)所示，與漏極D1、D2、. . . D8對應的相鄰的信號點間的相位差變成-3 Ji /4 (=-3X 2 Ji /8)。進而，對於4次高次諧波而言，如圖4的(D)所示，與漏極Dl、D2、. . . D8對應的相鄰的信號點間的相位差變成-n (=-4 X 2 31 /8) ο以上的圖4的(A)至(D)所示的各信號點具有相對於原點成點對稱的位置關係，因此，當將與圖4的㈧至⑶所示的所有信號點對應的漏極D1、D2、...D8的信號均等地相加時，這些信號相互抵消而成為振幅為零的信號。從輸出端子332輸出的信號是將從漏極Dl、D2、. . . Dn的各自輸出的信號均等地相加而得到的信號，因此，在n=8的情況下，至少基波及2次、3次、4次高次諧波在輸出端子332中相互抵消。對於未圖示的5次、6次、7次高次諧波而言，與漏極Dl、D2、. . . D8對應的相鄰的信號點間的相位差分別成為-5 /4 (=-5 X 2 31/8), -3JI/2 (=_6 X 2 π /8)、-7 π /4 (=-7 X 2η /8)。對於該等高次諧波而言，當將漏極D1、D2、. . . D8的信號均等地相加時，相加所得的信號的振幅亦成為零。相對於此，對於8次高次諧波而言，與漏極Dl、D2、. . . D8對應的相鄰的信號點間的相位差成為-2n (=-8X2 /8),所有信號點重疊於I點。因此,可推測，當將漏極D1、D2、. . . D8的信號均等地相加時，相加所得的信號不會抵消，信號的振幅會增大與相加所得的信號的數量對應的量。根據以上的情形進行歸納可知，脈衝寬度調製的基波及n-Ι次以下的高次諧波從圖3所示的開關電路33的輸出端子332被抵消而輸出。即，可以講，從開關電路33的輸出端子332輸出如圖2的(F)所示的包絡線信號。以下，說明基波及高次諧波因開關電路33的電晶體的個數、即PWM信號的放大級數的不同而如何被抵消。圖5是表示相對於放大級數(η)的基波及高次諧波的抵消特性的圖表。圖5的橫軸表示頻率(Hz)，縱軸表示輸出端子332的信號的振幅(V)。另外，將η=4、6、8及16時的信號振幅分別以2點劃線、I點劃線、實線及虛線表示。圖5所示的特性是作為以下情形時的模擬結果而獲得的，即，為了放大級的每I級獲得IV的信號振幅而使各電晶體Μ1、Μ2、. . . Mn通過PWM信號而進行開關的情形。在較脈衝寬度調製的基波(200MHz)充分低的頻率下，由於將從各電晶體M1、M2、...Mn輸出的信號以大致相同的相位進行相加，因此相加所得的信號的振幅(V)具有與放大級數η相當的值。首先，在η=4的情況下，脈衝寬度調製的基波及2次、3次高次諧波在輸出端子332中被抵消，因此在f = 200MHz,400MHz及600MHz上的高次諧波信號的振幅成為零。另外，如上所述地4次高次諧波在輸出端子332中被相加，因此在f = 800MHz上的信號的振幅中出現峰值(參照2點劃線)。上述峰值亦出現於8次(4次X 2)的高次諧波即f = I. 6GHz上。其次，在n=6的情況下時，脈衝寬度調製的基波及2次至5次高次諧波在輸出端子332中被抵消，因此自f = 200MHz起每隔200MHz直至IGHz為止的高次諧波信號的振幅成為零。另外，由於6次高次諧波在輸出端子332中被相加，因此在f = I. 2GHz上的信號的振幅中出現峰值(參照I點劃線)。同樣地，在n=8的情況下，脈衝寬度調製的基波及2次至7次高次諧波在輸出端子332中被抵消，因此，自f = 200MHz起每隔200MHz直至I. 4GHz為止的信號的振幅成為零。另外，由於8次高次諧波在輸出端子332中被相加，因此在f = I. 6GHz上的信號的振幅中出現峰值(參照實線)。進而，在n=16的情況下，脈衝寬度調製的基波及2次至15次高次諧波在輸出端子332中被抵消，因此至f = 3GHz為止的高次諧波信號的振幅成為零，在圖5所示的頻率的範圍內，信號的振幅中未出現較大的峰值。這樣一來，若將放大級數設為8以上，則至f = I. 4GHz為止的高次諧波被抵消，因此可確認能夠獲得大致實用的抵消特性。如上所述，根據本實施方式I，在構成傳播PWM信號的連接電路的n-Ι個線圈的各連接節點及連接電路的輸入輸出端子上，分別連接N個電晶體的柵極，在各電晶體的漏極、與一端連接於Vdd的第2線圈的另一端之間分別插裝第3線圈。因此，各電晶體通過傳播於連接電路的PWM信號以脈衝寬度調製的調製周期的I/η的時間間隔依次進行開關，將每一電晶體中經放大的振幅大致相等的PWM信號在第2線圈的另一端中被相加。各電晶體的漏極上的信號的振幅及相位所對應的信號點表現為，在複數平面上，相對於脈衝寬度調製的基波及n-Ι次以下的高次諧波以-2kJi /8(k為I至n-1的整數)的相位差等間隔地排列在以原點為中心的圓上。因此，被相加成PWM信號的基波及n-Ι次以下的高次諧波相互抵消。即，能夠不使用損耗較大的傳送電路及濾波器而相加PWM信號，從而去除脈衝寬度調製的基波及高次諧波。因此，能夠以低損耗方式合成經多個開關元件放大的PWM信號，並對作為調製信號的包絡線信號進行解調。另外，在將各電晶體的漏極中的PWM信號的M次高次諧波的信號振幅及相位與複數平面上的信號點進行對應時，各信號點間的相位差(_2Μπ/η)成為相對於基波的信號點間的相位差(_2π/η)的M倍。即，各信號點最初重疊於I點是η次高次諧波(Μ=η)的情況。因此，在η為8以上的情況下，至少對於2次高次諧波至7次高次諧波而言，在與電晶體的漏極對應的複數平面上的信號點並未重疊於I點，能夠獲得實用的抵消特性。進而，比較器生成脈衝寬度與輸入至EER放大器的作為調製信號的包絡線信號對應而被調製的PMW信號，用該PWM信號使電晶體進行開關而合成，以此對包絡線信號進行解調。因此，能夠將經多個電晶體放大的PWM信號以低損耗方式合成而解調調製信號的開關電路應用於包絡線信號放大器中。(實施方式2)實施方式I是不排除開關電路33由電路基板上的離散部件構成的構造，相對於此，實施方式2是開關電路作為IC(Integrated Circuits,集成電路)而形成在半導體基板上的構造。圖6是另一實施方式(實施方式2)涉及的開關電路33a的示意平面圖。開關電路33a形成在單片集成電路的半導體基板上。開關電路33a包括一端連接於電源Vdd的線圈L2、及16個電晶體M1、...M16。線圈L2的另一端及漏極Dl、. . . D16是通過導體圖案(連接部件)而連接。電晶體Μ1、···Μ16各自的源極S1、...S16與接地電位(圖6中以斜線表示其一部分)連接。線圈L2的另一端成為開關電路33a的輸出端子332。電晶體Ml、...M16各自的柵極Gl、...G16分別連接於15個串聯連接的線圈LI、...LI的兩端及各連接點。15個線圈LI、...LI與柵極Gl、. . . G16的未圖示的寄生電容Cgs構成連接電路，該連接電路的一端及另一端分別經由線圈Lla與終端電阻Rs的串聯電路而連接於輸入端子331及電容器Cl的一端。電容器Cl的另一端連接於接地電位。電容器Cl用於切斷對柵極Gl、. . . G16的直流偏置電壓。
線圈L2、15個線圈LI、. . . LI、線圈Lla、Lla、終端電阻Rs、Rs、及電容器Cl由導體圖案形成。連接線圈L2的另一端與漏極D1、...D16間的導體圖案(連接部件)具有寄生電感，用來替代實施方式I的開關電路33的各線圈L3。即，該導體圖案(連接部件)構成第3電感元件。實質上，通過上述導體圖案所具有的寄生電感、及自電晶體Ml、. . . M16各自的半導體晶片至漏極Dl、. . . D16的配線的電感來替代各線圈L3。在上述構成中，在從輸入端子331供給至終端電阻Rs的PWM信號在包含15個線圈LU... LI的連接電路中傳播的期間，電晶體Ml、. . . M16依次進行開關。在電晶體Ml、. . . M16中分別放大且從漏極Dl、. . . D16輸出的PWM信號在線圈L2中被相加而脈衝寬度調製的基波及高次諧波在輸出端子332中被抵消，此情況與實施方式I的開關電路33相同。由於開關電路33a形成在單片集成電路上，因此，整個電路得以小型化，與在由絕緣體基材構成的電路基板上使用離散零件而構成的情況相比，具有良好的高頻特性。此外，對於與實施方式I對應的地方標註相同的附圖標記，省略其詳細說明。如上所述，根據本實施方式2，替代需要分別插裝於各電晶體的漏極與第2線圈的另一端之間的第3線圈而插裝連接部件。因此，能夠使連接部件的寄生電感承擔第3線圈的作用。另外，由於開關電路形成在單片集成電路的半導體基板上，因此能夠使開關電路得以小型化，且能夠使作為放大器的高頻特性變得良好。(實施方式3)實施方式2是在導體基板上設有橫型MOSFET的構造，相對於此，實施方式3是在相同的半導體基板上設有高耐壓、大功率的縱型MOSFET的構造。圖7是又一實施方式(實施方式3)涉及的開關電路33b的示意平面圖。圖7的(A)及(B)分別為表示開關電路33b的表面及背面的平面圖。開關電路33b形成在單片集成電路的半導體基板上，並具備由配置成環狀的縱型MOSFET構成的電晶體Ml、M2、. . . M8。電晶體M1、M2、. . . M8各自的源極SI、. . . S8與柵極Gl、. . . G8形成在半導體基板的表面，電晶體Ml、M2、... M8各自的漏極Dl、D2、. . . D8形成在半導體基板的背面。電晶體Ml、...M16各自的源極SI、...S16連接於與接地電位連接的環狀的導體圖案。電晶體Ml、...M8各自的柵極Gl、...G8分別連接於7個線圈LI、...LI的串聯連接電路的兩端及各連接點。在該串聯連接電路中，線圈LI、...LI配置成環狀。7個線圈LU... LI、與柵極Gl、. . . G8的未圖示的寄生電容Cgs構成連接電路，該連接電路的一端及另一端分別經由線圈Lla與終端電阻Rs的串聯電路而連接於輸入端子331及電容器Cl的一端。電容器Cl的另一端連接於接地電位。開關電路33b在半導體基板的背面還具備一端連接於電源Vdd的線圈L2。該線圈L2的另一端連接於位於與漏極Dl、D2、. . . D8等距離的位置上的節點NI。在節點NI上連接有自電晶體Ml、M2、... M8各自的漏極Dl、D2、· · · D8延伸的各別導體圖案(連接部件)。這些導體圖案(連接部件)具有大致相同的長度。線圈L2的另一端成為開關電路33b的輸出端子332。上述導體圖案(連接部件)具有寄生電感，並用於替代實施方式I的開關電路33的線圈L3。即，該導體圖案(連接部件)構成第3電感元件。在上述構成中，在自輸入端子331供給至終端電阻Rs的PWM信號在包含7個線圈LI、. . . LI的連接電路中傳播的期間，電晶體M1、M2、. . . M8依次進行開關。經電晶體Ml、M2、...M8放大且自漏極Dl、...D8輸出的PWM信號在線圈L2中被相加而脈衝寬度調製的基波及高次諧波在輸出端子332中被抵消，此情況與實施方式I的開關電路33相同。開關電路33b中，源極SI、. . . S8、與柵極Gl、. . . G8與漏極Dl、. . . D8分開位於單片集成電路的表面及背面，因此可提高配線的自由度。另外，如圖7所示，在將電晶體Ml、M2、...M8配置成環狀的情況下，將漏極Dl、D2、...D8與特定的I點分別連接的導體圖案(配線部件)的長度變得均一，寄生電感亦得以均一化，因此能夠平衡性良好地相加從漏極D1、D2、. . .D8輸出的PWM信號。此外，對於與實施方式I及2對應的地方標註相同的附圖標記，省略其詳細說明。如上所述，根據本實施方式3，由於各電晶體由縱型MOSFET構成，因此能夠實現開關電路的高耐壓、大功率化，而且能夠減小接通電阻並降低損耗。進而，由於各電晶體的漏極電極、及源極電極與柵極電極分開位於單片集成電路的兩面，因此自各電晶體的漏極電極至第2線圈的另一端為止的配線長度得以均等化。因此，能夠將每一電晶體中經放大的PWM信號在第2線圈的另一端中平衡良好地進行相加。附圖標記說明
2檢波器；
3包絡線信號放大器；
33、33a、33b、5開關電路；
LI線圈(第I電感元件)；
L2線圈(第2電感元件)；
L3線圈(第3電感元件)；
Rs終端電阻；
Ml、M2、. . .、Mn場效應電晶體(MOSFET)；
Dl、D2、...、Dn漏極(開關元件的一端)；
G1、G2、· · .、Gn柵極(開關元件的控制端子)
Vdc電源(直流電源)。
權利要求
1.一種開關電路，具備連接電路，其經由N-I個第I電感元件而將各控制端子級聯連接，其中，該各控制端子用於控制N個開關元件的開關，N為2以上的整數；及第3電感元件，其分別連接於一端與直流電源連接的第2電感元件的另一端及上述開關元件的各一端之間，上述開關電路的特徵在於，通過輸入到上述連接電路的輸入端子的PWM信號，來使上述多個開關元件依次進行開關。
2.如權利要求I所述的開關電路，其特徵在於，將連接部件置換為上述第3電感元件，該連接部件用於電連接上述開關元件的一端與上述第2電感元件的另一端之間。
3.如權利要求I或2所述的開關電路，其特徵在於，N為8以上。
4.如權利要求I至3中任一項所述的開關電路，其特徵在於，上述開關元件、和上述第I電感元件、第2電感元件及第3電感元件形成於單片集成電路的半導體基板上。
5.如權利要求I至4中任一項所述的開關電路，其特徵在於，上述開關元件為縱型MOSFET。
6.一種包絡線信號放大器，其特徵在於，具備將模擬信號進行脈衝寬度調製的調製電路；及權利要求I至5中任一項所述的開關電路，通過由上述調製電路對調製信號的包絡線信號進行脈衝寬度調製而得到的PWM信號，來使上述開關電路進行開關。
全文摘要
本發明的一實施方式的開關電路具備N個開關元件；包含串聯連接的N-1個第1電感元件的連接電路；第2電感元件；及N個第3電感元件。N個開關元件的控制端子分別連接於連接電路的兩端及連接接點。第2電感元件的一端連接於電源。N個第3電感元件分別電連接N個開關元件的一端與第2電感元件的另一端。
文檔編號H03F3/217GK102934358SQ201180021998
公開日2013年2月13日 申請日期2011年3月28日 優先權日2010年5月25日
發明者大平孝, 和田和千, 中田光俊, 澤田和志, 初川聰, 志賀信夫, 藤川一洋 申請人:住友電氣工業株式會社, 國立大學法人豐橋技術科學大學