用於感知音頻編碼的信號自適應多解析度濾波器組的製作方法
2023-12-08 23:16:06 1
專利名稱：用於感知音頻編碼的信號自適應多解析度濾波器組的製作方法
技術領域：
本發明涉及信號處理中數據壓縮及信號處理用濾波器組，更詳細地說，它用於音頻信號的解相關，從而提供一個消解冗餘度的方法和裝置，除此之外，基於心理聲學模型，本發明還可用於分離具有不同重要性的信號分量。
眾所周知，一些線性變換能夠導致接近於零的高頻係數，換句話說，時域信號包含的大部分信息能夠被轉換或集中到頻域或時一頻域係數的一個子集中，於是，信號壓縮技術廣泛地採用不同濾波結構作為提高編碼效率的手段。
在心理聲學中，一個純音可以被以它為中心，且具有一定帶寬的連續噪聲所掩蔽，若在這一頻帶內噪聲功率等於該純音的功率，此時該純音處於剛好能被聽到的臨界狀態，即稱這一頻帶為臨界帶寬(單位為Bark)。臨界頻帶是編碼中子帶劃分的心理學依據。人耳對音頻信號的分析以臨界頻帶為基礎，類似一個非等帶寬濾波器組，在不同的子帶中差異很大。因此，臨界頻帶是編碼中子帶劃分的心理聲學依據。在感知音頻編碼中，子帶的劃分應儘量與人耳臨界頻帶的寬度接近，以便更好的適應人耳的聽覺特性。但是，在實際的編碼中，考慮到實現的代價，這一要求並不能得到完全的滿足。原因在於，能夠接近人耳的聽覺特性的非等帶寬濾波器組設計、相關的心理聲學分析和量化設計存在技術方面的困難。
一般地，知覺音頻編碼器的一個基本操作是把輸入的音頻信號從時間域映射到頻率域或者時一頻域，其基本的思路為把信號分解為各頻率帶上的成分；一旦輸入信號在頻域上得以表達，心理聲學模型就可以用來去除枝節信息；進一步，把各頻帶上的成份分組。最後，通過合理地分配比特數以表達各組頻率參數。由於音頻信號展現出強烈的準周期性，這一過程可大大降低數據量、提升編碼效率。
最近的幾年裡，一系列可用於信號成份分離和冗餘度提取的時--頻域映射(也被稱為變換和濾波)算法被開發出來。這些性能各異的方法包括(1)離散傅立葉變換(Discrete Fourier transform，DFT)。
(2)離散餘弦變換(Discrete cosine transform，DCT)。
(3)鏡像濾波器(Quadrature mirror filters，QMF)。
(4)偽鏡像濾波器(Pseudo QMF，PQMF)。
(5)餘弦調製濾波器(Cosine Modulated Filters，CMF)。(其中包括離散餘弦變換，即MDCT)(6)離散小波(包)變換(Discrete Wavelet(Packet)Transform，DW(P)T)。
上述各種變換具有不同的優缺點，不同的系統根據需要選用適當的變換作為其濾波器組的基本構成。
MPEG-1，2 Layers I和II採用了PQMF作為濾波器組。該濾波器組的優點為結構相對簡單、時間解析度很好。其缺點為鄰近子帶之間存在明顯的頻率重疊；單一頻率信號的變化可影響與其相鄰的二個子帶。2000Hz以下的頻帶寬度遠大於心理聲學帶寬值，從而無法實現比特數的最優分配。實時運算量偏大。
MPEG-1，2 Layer III採用了PQMF和MDCT的級聯作為其濾波器組。雖然MDCT的引入可提升頻率解析度從而改進編碼效率，PQMF在鄰近子帶之間的頻率重疊仍然會導致信號的混迭，頻域量化噪聲在時間域上的擴散比較嚴重。
MPEG-2，4 AAC採用了MDCT作為濾波器組(穩態信號1024-點MDCT，暫態信號128-點MDCT)，該濾波器組使用了二種重疊窗形狀SINE和KBD。其優點為頻率解析度很好；其缺點為時間解析度偏低。
MPEG-4 Twin VQ的濾波器組與MPEG-2，4 AAC相似，除此之外，它採用了線性濾波器組以白化頻譜係數並在量化級之前執行歸一化操作。
AC-3的濾波器組對穩態信號使用256-點MDCT，對暫態信號使用128-點MDCT，其塊長選擇機制比較簡單，選擇效果為次最優。
上述系統或者只採用一種變換配置去壓縮表達一個輸入信號幀，或者採用時域分析區間較小的濾波器組或變換壓縮表達變化劇烈的信號(或稱快變信號)，以消除前回聲對解碼信號的影響。當一個信號幀包含不同暫態特性的成份時，單一的變換配置不足以滿足不同信號子幀對優化壓縮的基本需求；而簡單的採用時域作用區間較小的濾波器組或變換來處理快變信號，則所得係數的頻率解析度較低，使得低頻部分的頻率解析度遠大於人耳臨界子帶帶寬，因而嚴重影響編碼效率。
ATRAC的濾波器組由前回聲增益控制、QMF和MDCT級聯而成。它還採用了窗轉換機制以根據輸入信號的特性調整時頻解析度。
DTS的濾波器組由512-tap 32子帶PQMF構成。為了進一步提取冗餘度，一個線性濾波器組可被級聯在PQMF之後。
Deepen Sinha和J.D.Johnston提出了一種基於MDCT和小波變換信號自適應切換的編碼技術(Deepen Sinha和J.D.Johnston「Audiocompression at low bit rates using a signal adaptive switchedfilterbank」，In Proc.IEEE Int.Conf.Acoust.，Speech，SignalProcessing，volume 2，pages 1053-1056，Atlanta，USA，1996.)，對緩變信號，採用頻率解析度較高的MDCT變換，對變換劇烈的信號，採用小波變換，獲得了較高的編碼效率。
Marcus Purat和Peter Noll通過對餘弦調製濾波器組的輸出進行再濾波，提供了一種新的用於音頻編碼的多解析度的濾波技術(MarcusPurat和Peter Noll，「A new orthonormal wavelet packetdecomposition for audio coding using frequency-varying modulatedlapped transforms」，IEEE 1995 Workshop on Applications of SignalProcessing to Audio and Acoustics，New Paltz，N.Y.(USA)，1995)，也獲得了較高的編碼效率。
(2)採用儘可能長的改進餘弦形式的基函數，有效的去除或削弱音頻信號中統計冗餘。
(3)通過濾波器組時頻解析度的自適應切換，以及相鄰幀間的重疊加窗技術，儘可能減小了前回聲(Pre Echo)噪聲和由邊界之不連續性所導致的聽覺塊效應(Blocking Effect)。
(4)由於有效的去除了音頻信號的統計冗餘和感知無關冗餘，在保持音頻信號品質的前提下，有效提高了音頻信號的壓縮效率。
(5)採用的濾波技術可以產生較小的編/解延遲。
(6)採用快速算法，運算量較小。
為了實現上述目標，本發明採用餘弦調製濾波器組技術，設計一組根據音頻輸入信號的暫態性度量切換的濾波器組結構，在消除或削弱符號間的統計冗餘的同時，充分利用人耳聽覺特性，以提高編碼效率。
本發明所提出的信號自適應濾波器組結構，是指在音頻編碼中，根據當前編碼信號的類型，動態調整濾波結構的技術。對緩慢信號，採用等帶寬的餘弦調製濾波器組；對快變信號，採用基於餘弦調製的多解析度時頻劃分濾波器組，即低頻成分利用頻率解析度較高的餘弦調製濾波器組，高頻成分利用較高的時間解析度餘弦調製濾波器組。並且，根據當前信號的統計特性、掩蔽特性和/或時頻特性，可以改變該多解析度結構，以自適應的實現信號的分析表示，從而有效的減小編碼所用的比特數。
所述的信號自適應濾波技術，對不同的信號類型，採用不同的基於餘弦調製濾波器組技術的濾波結構。即緩變信號採用等帶寬餘弦調製濾波器組，快變信號的低頻部分和高頻部分採用不同時--頻解析度的等帶寬餘弦調製濾波器組，過渡信號採用等帶寬餘弦調製濾波器組。等帶寬餘弦調製濾波器組可以採用經典的餘弦調製濾波器組和MDCT兩種形式。
本發明濾波器組用於在音頻編解碼中，取得了很高編碼效率，且所需要的運算沒有顯著的增加。
圖2是本發明濾波器組的工作原理框圖。
圖3是快變信號分析濾波結構(編碼端)。
圖4是快變信號綜合濾波結構(解碼端)。
圖5是快變信號幀的分析/綜合窗示意圖。
圖6是緩變到快變信號處理的分析/綜合窗示意圖。
圖7是本發明濾波器組的工作流程圖。
圖8是用於音頻的一個典型編碼流程圖。
圖9是從「平穩→快變→平穩」的信號類型轉變時，濾波器組切換時，窗形狀示意圖。
圖10是快變信號濾波器分析窗。
圖11是快變塊的時頻劃分示意圖。
本發明所提出的信號自適應濾波技術，不同的信號類型，採用不同的基於餘弦調製濾波器組技術的濾波結構。即緩變信號採用等帶寬餘弦調製濾波器組，快變信號的低頻部分和高頻部分採用不同時--頻解析度的等帶寬餘弦調製濾波器組，過渡信號採用等帶寬餘弦調製濾波器組。等帶寬餘弦調製濾波器組可以採用經典的餘弦調製濾波器組和MDCT兩種形式。其中，快變信號的一種多解析度濾波結構如圖3和圖4所示，圖3為編碼端的濾波結構，圖4為解碼端的濾波結構。
本發明的信號自適應濾波器組技術的工作流程如圖7所示。其步驟如下
(1)頻信號分解成幀，輸入處理流程；(2)擇暫態性度量方法；(3)計算當前信號幀的暫態性；(4)判斷當前信號的類型；(5)選擇當前幀信號的濾波結構；(6)餘弦調製濾波；(7)濾波係數的時頻組織；(8)濾波輸出。
為了敘述方便，本發明申請提出兩個概念，即「緩變信號」和「快變信號」。由於音頻信號是時變的，因此，根據當前幀信號的特點，如統計量變化程度、時/頻域波形平坦度、以及信號自身的時間掩蔽能力(是否會產生前回聲)等指標，將當前幀信號定義為「緩變信號」或「快變信號」。應該注意，這裡定義的「緩變信號」和通常所謂的「準平穩」或「時域緩變」信號是有區別的，「快變信號」也和通常所謂的「非平穩」或「瞬變」信號有所區別。
在本發明的濾波器組的實現過程中，需要確定一個方便有效的信號類型判斷機制，並且，該判斷機制可以根據實際編碼應用確定。
在本發明中，定義音頻信號暫態性度量方法為Z=(j=1N|sj-1Nj=1Nsj|2+)/j=1N|sj|2+]]>sj為當前幀第j個信號樣本；N為幀長，λ為大於零小於1的實數；λ的引入是為了突顯變化的重要性。
當上式的Z低於某一閾值X1時，該信號可以定義為緩變信號；反之，若低於另一閾值X2，則為類型K1快變信號，這樣，可以定義一系列的快變信號類型。若設共K種信號類型，則閾值Xi(i＝1，…，K)是可以根據信號變化自適應變化的。其中，K和閾值Xi(i＝1，…，K)的確定方法如下若欲限定每幀濾波器結構信息佔用L個比特，則K≤2L，統計信號暫態性度量的分布函數，將暫態性度量分為K個區間，並使每個區間的概率分布相等。
在本發明中，對緩變信號採用等帶寬的餘弦調製濾波器組；對於快變信號，採用基於餘弦調製濾波技術的多解析度時--頻劃分濾波器組，即低頻成分利用頻率解析度較高的餘弦調製濾波器組，高頻成分利用較高的時間解析度餘弦調製濾波器組。這種時--頻劃分特點符合人耳聽覺的臨界子帶的分布規律；同時，由於信號快變成分主要體現在中高頻部分，因此，在音頻編碼中，這樣的濾波結構優於其他單一結構的濾波器組或採用簡單的切換的濾波器組。請參見圖2所示的濾波器組的工作原理框圖。
在本發明中，一些參數和機制必須被合理地制定。這些參數和機制包括(a)解析度濾波結構及其選擇；(b)重疊窗的形狀；(c)重疊窗的長度。
如上所述，在本發明中，緩變信號和快變信號的濾波均基於餘弦調製濾波器組技術，其中，餘弦調製濾波器組包括兩種濾波形式傳統的餘弦調製濾波技術和MDCT技術。一個基於餘弦調製濾波的信源編/解碼系統如圖1所示。在編碼端，輸入信號被分析濾波器組分解成M個子帶，子帶係數被量化和熵編碼。在解碼端，經熵解碼和反量化後，獲得子帶係數，子帶係數通過綜合濾波器組濾波，恢復音頻信號。
傳統的餘弦調製濾波技術的衝擊響應如下hk(n)=2pa(n)cos(M(k+0.5)(n-D2)+k)----(1)]]>n＝0，1，…，Nh-1fk(n)=2ps(n)cos(M(k+0.5)(n-D2)-k)----(2)]]>n＝0，1，…，Nf-1其中0≤k＜M-1，0≤n＜2KM-1，K為大於零的整數，k=(-1)k4.]]>這裡，設M子帶餘弦調製濾波器組的分析窗(分析原型濾波器)pa(n)的衝擊響應長度為Na，綜合窗(或稱綜合原型濾波器)ps(n)的衝擊響應長度為Ns，此時整個系統的延時D可限定於[M-1，Ns+Na-M+1]範圍內，系統延時為D＝2sM+d(0≤d≤2M-1)。
當分析窗和綜合窗相等，即pa(n)＝ps(n)，且Na＝Ns(3)時，由(1)式和(2)式表示的餘弦調製濾波器組為正交濾波器組，此時矩陣H和F([H]n，k＝hk(n)，[F]n，k＝fk(n))為正交變換矩陣。為獲得線性相位濾波器組，進一步規定對稱窗pa(2KM-1-n)＝pa(n) (4)為保證正交和雙正交系統的完全重構性，窗函數需滿足的條件見文獻(P.P.Vaidynathan，「Multirate Systems and Filter Banks」，Prentice Hall，Englewood Cliffs，NJ，1993)。
另外一種濾波形式為MDCT(Modified Discrete Cosine Transform)，也被稱為TDAC(Time Domain Aliasing Cancellation)餘弦調製濾波器組，其衝擊響應為hk(n)=pa(n)2Mcos(M(k+0.5)(n+M+12))----(5)]]>fk(n)=ps(n)2Mcos(M(k+0.5)(n+M+12))----(6)]]>其中0≤k＜M-1，0≤n＜2KM-1，K為大於零的整數。其中，pa(n)和ps(n)分別為分析窗(或分析原型濾波器)和綜合窗(或綜合原型濾波器)。
同樣的，當分析窗和綜合窗相等，即pa(n)＝ps(n) (7)時，由(5)式和(6)式表示的餘弦調製濾波器組為正交濾波器組，此時矩陣H和F([H]n，k＝hk(n)，[F]n，k＝f(n))為正交變換矩陣。為獲得線性相位濾波器組，進一步規定對稱窗pa(2KM-1-n)＝pa(n) (8)則為滿足完全重構，由可知，分析窗和綜合窗需滿足m=02K-1-2spa(mM+n)pa((m+2s)M+n)=(s)----(9)]]>其中s＝0，…，K-1，n＝0，…， 放寬(7)式的約束條件，即取消分析窗和綜合窗相等的限制，則餘弦調製濾波器組為雙正交調製濾波器組。雙正交調製濾波器組雖然丟失了變換的正交性，但有可能獲得其他更有實際意義的性能。
時域分析已經證明，如(5)式和(6)式獲得的雙正交調製濾波器組依然滿足完全重構性能，只要m=02K-1-2sps(mM+n)pa((m+2s)M+n)=(s)----(10)]]>m=02K-1-2s(-1)mps(mM+n)pa((m+2s)M+(M-n-1))=0----(11)]]>
其中s＝0，…，K-1，n＝0，…，M-1。
本發明濾波的分析窗和綜合窗可以採用任意滿足濾波器組完全重構(Perfect Reconstruction)條件的窗形式，如在音頻編碼中常用的SINE和KBD窗。
為了保證本發明的濾波器組結構的完全重構性質，餘弦調製濾波器組需要滿足如下條件(a)緩變信號幀編/解碼端的分析和綜合濾波器組的分析窗和綜合窗必須滿足餘弦調製濾波器組完全重構性對窗函數的約束要求，即滿足上述(10)、(11)式或其他約束條件。
(b)對快變信號幀編碼/解碼時，分析和綜合濾波器組需要滿足如下條件較高時間解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的時序平方和等於較高頻率解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的平方，或者M個較高時間解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的時序平方和等於N個較高頻率解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的時序平方和(其中N≤M)；當採用多個(＞2)時間解析度的濾波器組時，同樣需要滿足上述條件。
例如當M＝2，N＝1時，低頻濾波器組分析窗、綜合窗長度為高頻濾波器組分析窗、綜合窗長度的 倍501，設低頻濾波器組分析窗為x(i)，i＝0，…，L-1，綜合窗為y(i)，i＝0，…，L-1 503；高頻濾波器組第一個分析窗為x1(i)，i＝0，…，L1-1，分析窗為y1(i)，i＝0，…，L1-1 505；第二個分析窗為x2(i)，i＝0，…，L1-1，綜合窗為y2(i)，i＝0，…，L1-1 507，並且L=L132.]]>(如圖5所示)要使該多解析度濾波器組滿足完全重構條件，分析窗和綜合窗需滿足如下條件 z12(i+L/3)+z22(i)=1---(13)]]>其中，對分析濾波器上述z表示x，對綜合濾波器上述z表示y。同時，x和y還需滿足上述(10)、(11)式或其他約束條件。
(c)為了實現從等帶寬濾波器組和多解析度濾波器組之間的無失真切換，需要採用過渡濾波器組，過渡濾波器組可以為等帶寬餘弦調製濾波器組或基於餘弦調製的多解析度濾波器組；過渡濾波器組所採用的窗須根據等帶寬濾波器組和多解析度濾波器組所採用的窗確定，使系統滿足完全重構條件。
並且，根據餘弦調製濾波器的混迭效應性質，要保證過渡濾波器組和相鄰濾波器間的混迭消除，保證整個濾波分析和綜合系統的完全重構性能。過渡濾波器603和其相鄰濾波器601和605的關係如圖6所示。
(d)當對不同快變信號幀採用不同的分析和綜合窗時，則在不同窗信號幀切換時，需要採用基於餘弦調製的多解析度過渡濾波器組，此時過渡濾波器組所採用的窗須根據前後兩個濾波器組所採用的窗確定，並且不同解析度濾波器組的分析窗滿足(b)的約束要求，以滿足系統的完全重構條件。
因此，本發明中的多解析度濾波結構是建立在餘弦調製濾波器組(包括MDCT)技術基礎上的，通過使不同解析度濾波器組的分析和綜合窗分析和綜合(有時也被稱為分析或綜合原型濾波器組，這裡，原型濾波器組是指用於調製其他濾波器組的基帶濾波器組)滿足窗口約束來實現。
在設計編/解碼器中，可以根據信號的特點，設計多個不同的時間—頻率解析度的餘弦調製濾波器組配置，使所獲得的多解析度時頻劃分能夠高效的表示信號，並利用人耳的聽覺特性。而這些不同時間解析度的餘弦調製濾波器組的分析和綜合濾波器組都需要滿足上面的窗口約束條件，以保證該濾波結構的完全重構的性質。
實現平臺如圖8所示，一個輸入音頻信號被以44.1kHz採樣。採樣信號被劃分成幀。每幀由1024個樣本組成(約23.22ms)。首先根據當前信號的暫態性確定當前信號幀編碼塊類型801，根據不同的塊類型，採用不同的濾波器組805結構。心理聲學模型根據所選定的濾波器組配置803，利用人類聽覺系統的掩蔽現象從輸入信號幀中去除感覺不到的內容，同時，確定當前幀編碼的預算比特數807。然後，濾波器組執行時間--頻率之間的映射805，最後，預處理過的數據被量化809和編碼811(量化和編碼的方法與所選用的變換配置相對應)，索引值和邊信息被打包進比特流811。其中濾波器組具體實現和切換方法的實現細節如以下步驟所描述步驟1.將輸入音頻數據分解成幀(1024個樣本)；步驟2.評估當前輸入信號幀的暫態性度量Z=(j=11024[|sj-11024j=11024sj|]2+0.618)/j=11024|sj|2+0.618]]>步驟3.根據Z值和歷史信息確定當前信號幀的濾波器組結構。
根據當前信號類型，該濾波器組採用四種濾波結構，如所示平穩塊SMOOTH_TYPE，快變塊QUICK_TYPE，啟始塊RAISE_TYPE，結束塊STOP_TYPE。其中，快變塊採用基於MDCT技術的1152點的多解析度時--頻變換，平穩塊採用不同2048點的MDCT變換，啟始塊採用1024點MDCT和1152點的多解析度時頻變換，結束塊採用1024點的MDCT變換。
當信號經過一個從「平穩→快變→平穩」的信號類型轉變時，該濾波器組的切換如圖9所示，其中兩個平穩塊901、909，一個快變塊905，一個啟始塊903和一個結束塊907。
其中快變幀的濾波結構見圖10所示，低頻成分採用較高頻率解析度的濾波器組1003，高頻成分用較高時間解析度的濾波器組濾波1005。此時，信號幀的時頻劃分如圖11所示。其中1～96係數的時間解析度為2048/fsSec.，頻率解析度為fs/2048Hz603；97～1024係數的時間解析度為256/fsSec.，頻率解析度為fs/256Hz601。
其他結構的時頻劃分結構濾波結構可以用類似的方式得到。
在編碼過程中，需要注意的是，在可選的濾波器組結構確定後，濾波器組實現需要正確處理數據緩衝區，以保證濾波器組切換時數據不發生錯位。
權利要求
1.一種用於感知音頻編碼的信號自適應多解析度濾波器組，其特徵在於所述濾波器組採用餘弦調製濾波技術構造多種不同時頻劃分的濾波結構，並對輸入信號進行自適應切換。
2.根據權利要求1所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於根據當前信號幀包含不同暫態性度量Z=(j=1N|sj-1Nj=1Nsj|2+)/j=1N|sj|2+]]>特性，自適應切換用於編碼的濾波器組結構，對緩變信號，採用等帶寬的餘弦調製濾波器組；對快變信號，採用基於餘弦調製的多解析度時頻劃分濾波器組；對過渡信號，採用等帶寬的餘弦調製濾波器組。
3.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於基於餘弦調製的多解析度時頻劃分濾波器組，可以根據hk(n)=pa(n)2Mcos(M(k+0.5)(n+M+12))----(5)]]>fk(n)=ps(n)2Mcos(M(k+0.5)(n+M+12))----(6)]]>其中0≤k＜M-1，0≤n＜2KM-1，K為大於零的整數，構造滿足不同性能要求的多解析度濾波結構。
4.根據權利要求3所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於多解析度濾波結構對分析信號的時--頻變換/濾波，可以將時域信號映射到時間和頻率解析度動態可調的時頻域信號。
5.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於滿足不同性能要求的多解析度濾波結構，可以根據當前信號的統計特性、掩蔽特性和/或時頻特性，濾波結構的自適應調節。
6.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於基於餘弦調製的多解析度時頻劃分濾波器組，在對輸入信號變換/濾波時，在不同頻率區間，採用不同時頻解析度的餘弦調製濾波器組，獲得多解析度的時頻劃分，並使系統滿足完全重構，其完全重構條件為m=02K-1-2sps(mM+n)pa((m+2s)M+n)=(s)----(10)]]>m=02K-1-2s(-1)mps(mM+n)pa((m+2s)M+(M-n-1))=0----(11)]]>其中s＝0，…，K-1，n＝0，…，M-1。
7.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於等帶寬的餘弦調製濾波器組的編、解碼的結構包括用於緩變信號濾波的餘弦調製濾波器組；用於從緩變信號濾波器組向快變信號濾波器組過渡餘弦調製濾波器組；用於從快變信號濾波器組向緩變信號濾波器組過渡餘弦調製濾波器組；用於快變信號濾波的基於餘弦調製濾波技術的多解析度濾波，和/或不同快變信號濾波結構之間切換時的過渡濾波器組；採用過渡濾波器組，目的在於保證濾波器組切換時的完全重構性質。
8.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於基於餘弦調製的多解析度時頻劃分濾波器組，利用餘弦調製濾波器組技術hk(n)=2pa(n)cos(M(k+0.5)(n-D2)+k)----(1)]]>n＝0，1，…，Nh-1fk(n)=2ps(n)cos(M(k+0.5)(n-D2)-k)----(2)]]>n＝0，1，…，Nf-1其中0≤k＜M-1，0≤n＜2KM-1，K為大於零的整數，k=(-1)k4,]]>構造一個特定的多解析度分析結構，滿足利用信號統計冗餘和人耳聽覺的掩蔽特性壓縮音頻信號的要求。
9.根據權利要求2所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於基於餘弦調製的多解析度濾波器組，低頻成分利用頻率解析度較高的餘弦調製濾波器組，高頻成分利用較高的時間解析度餘弦調製濾波器組，使得所獲得的變換/濾波係數具有多解析度的結構特點。
10.根據權利要求9所述的信號自適應濾波器組，其特徵在於不同解析度的餘弦調製濾波器組組成的多解析度濾波器組技術，不同解析度餘弦調製濾波器組需滿足窗口約束，即在特定的編碼時間段內，較高時間解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的時序平方和等於較高頻率解析度的餘弦調製濾波器組的分析窗的平方，使整個系統的自適應濾波結構可以保證完全重構性。
全文摘要
本發明涉及信號處理中數據壓縮及信號處理用濾波，更詳細地說，它用於音頻信號的解相關，從而提供一個消解冗餘度的方法或裝置。除此之外，基於心理聲學模型，本發明還可用於分離具有不同重要性的信號分量。本發明的特徵在於，利用餘弦調製濾波或MDCT技術可以構造多種不同時頻劃分的濾波器組結構，並且，該濾波器組結構可以信號自適應的切換，從而可以在音頻編碼過程中更有效的消除信號的統計冗餘和聽覺無關成分，取得了很高的編碼效率。
文檔編號H03M7/30GK1471236SQ0314851
公開日2004年1月28日 申請日期2003年7月1日 優先權日2003年7月1日
發明者潘興德 申請人:北京阜國數位技術有限公司