一種dft擴頻的廣義多載波系統的sinr估計方法
2023-12-03 12:10:41 1
專利名稱：一種dft擴頻的廣義多載波系統的sinr估計方法
技術領域：
本發明涉及一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法。
背景技術：
單載波頻分多址(SC-FDMA)是近年來國際上提出來的一種新型頻分多址通信系統，其既具備單載波通信峰均比特性，同時又具備多載波通信的實現簡單及資源調度靈活等特性，主要應用於寬帶移動通信的上行鏈路解決方案。目前，SC-FDMA有以下兩種實現方式 1、基於正交頻分多址(OFDMA)技術的SC-FDMA； 2、基於濾波器組變換的SC-FDMA。
其中，對於基於OFDMA技術的SC-FDMA又有以下兩種實現形式 1、通過頻域處理的SC-FDMA，也就是基於離散傅立葉變換擴頻的正交頻分復用多址(DFT-S-OFDMA)，在該系統，各個用戶編碼調製後的數據符號先經過一個較小點數(通常該點數與分配的子載波數目相同)的離散傅立葉變換(DFT)變換，然後將變換後的數據映射到分配的子載波上傳輸。由於DFT-S-OFDMA將每個數據符號擴頻到所有分配的子載波上傳輸，使得其傳輸信號具有單載波信號的特性。因此，與OFDMA系統相比，該系統可明顯降低傳輸信號峰均比，然而，由於DFT-S-OFDM也是基於正交頻分復用(OFDM)傳輸的，因此也具有對同步誤差導致的多址幹擾敏感的缺陷； 2、通過時域處理的SC-FDMA。時域處理的SC-FDMA也有兩種實現方法，一種是將已調製符號數據塊直接添加循環前綴，經過成形濾波後，再通過用戶特定的頻譜搬移，實現頻分多址，其傳輸信號具有連續頻譜；另一種是將已調製符號數據塊先重複級聯，然後添加循環前綴，接著經過成形濾波後，再通過用戶特定的頻譜搬移，實現頻分多址，其傳輸信號具有離散頻譜。事實上，採用該實現方法的系統也稱為交織頻分復用多址(IFDMA)系統。時域處理的SC-FDMA比DFT-S-OFDMA具有更低的峰均比，但是相對於基於OFDM技術的DFT-S-OFDMA，其頻譜利用率明顯降低。此外，IFDMA對於對同步誤差導致的多址幹擾同樣非常敏感。
基於濾波器組變換的SC-FDMA，即基於離散傅立葉變換的廣義多載波頻分多址(DFT-S-GMC)方案，與DFT-S-OFDM類似，即採用DFT進行頻域擴頻，以降低傳輸信號峰均比，但是與DFT-S-OFDM不同的是，DFT-S-GMC採用逆濾波器組變換(IFBT)實現頻分復用和頻分多址，如圖1及圖2所示，其中，圖1為DFT-S-GMC系統的發射機的結構示意圖，圖2為DFT-S-GMC系統的接收機的結構示意圖，以下將對發射機的結構進行分析 首先假設第n個IFBT變換時刻輸入的第k個已調製符號為ak(n)，0≤k≤K-1；0≤n≤D-1，K為當前用戶佔用的子帶數目，D表示在每個傳輸的數據塊中復用的IFBT符號數目。經過K點離散傅立葉變換，輸出信號為 子帶映射將DFT擴頻輸出信號序列中的每個元素映射到相應的子帶上傳輸。映射方式可以為集中映射和分散映射兩種方式。
對於分散映射，映射輸出為
對於集中映射，映射輸出為
其中，C是特定用戶的子帶偏移量，M是系統的子帶總數，R為子帶映射間隔。
經過逆濾波器組變換(IFBT)，發送的第n個IFBT符號的L個離散值為 其中fp(t)為濾波器組原型濾波器的衝擊響應，該原型濾波器滿足移位正交條件 其中，N是原型濾波器的移位正交間隔，上標「*」表示共軛。逆濾波器組變換將寬帶信道分割為若干子帶傳輸信號，並且各子帶之間是擬正交的。為減小各子帶間幹擾，原型濾波器滿足頻域擬正交條件 其中ξ為比1小得多的常數，表示各子帶之間的最大幹擾。若設計原型濾波器的移位正交間隔N大於系統子帶總數M，可使得各子帶之間存在一定的保護頻帶，以減小相鄰子帶之間的幹擾。原型濾波器可採用根升餘弦濾波器，通過尾部補零構成長度為L的濾波器，並且設計L為系統子帶總數M的整數倍，則IFBT可用基於FFT的快速算法實現。
隨後，按原型濾波器的移位正交間隔N，移位累加D個長度為L的IFBT符號，其輸出為 為降低子帶間的幹擾，子帶的頻率響應的過渡帶應儘量陡峭。此時，多子帶濾波器組對應的原型濾波器係數將很長，從而導致移位累加輸出的信號有很長的拖尾。如果將該信號直接發送出去，將極大降低系統的頻譜利用率。為提高頻譜效率，經過多子帶濾波的信號必須先經過波形截短後再發送出去。如果直接將經過多子帶濾波的信號中的拖尾截去，則一方面會導致信號失真，另一方面導致發射信號的頻譜洩漏，造成信號的帶外幹擾。為克服上述缺陷，DFT-S-GMC系統採用循環數據成塊方法，即先將移位累加輸出的長度為(D-1)N+L的數據序列分割為長度分別為T1＝(L-N)/2，T2＝D×N和T3＝(L-N)/2的三段數據塊；然後將第一段數據塊累加到第二段數據塊的尾部，將第三段數據塊累加到第二段數據塊的首部，獲得的數據塊，即S-GMC符號的有效部分，為一首尾連續的循環數據塊。循環累加輸出為 0≤t≤N×D-1(7) 其中 最後，將生成的循環數據塊添加循環前綴，構成完整的S-GMC符號後，經成形濾波，數模轉換，上變頻，由射頻發射即完成信號的發射工作，而接收端完成的是與發射端相反的逆操作(參見文獻李明齊，張小東，李元傑，周斌，「基於DFT擴頻的廣義多載波頻分多址上行鏈路傳輸方案——DFT-S-GMC」，電信科學，第6期，2006(Xiaodong Zhang，Mingqi Li，Honglin Hu Haifeng Wang Bin Zhou，Xiaohu You，「Dft Spread Generalized Multi-CarrierScheme For Broadband Mobile Communications」，PIMRC 2006；)；張小東李明齊周斌卜智勇，專利「基於多子帶濾波器組的發射、接收裝置及其方法」，申請號200510030276.5，申請日期2005.09.30；3GPP提案，R1-051388，上海無線通信研究中心，「適用於通用陸地無線接入演進上行技術-基於DFT擴頻的廣義多載波傳輸方案」，韓國，首爾，11月，2005年(3GPP，R1-051388，SHRCWC，「DFT-S-GMC for EUTRA Uplink」，SHRCWC，Seoul，Korea，Nov.2005))，這裡就不再詳細贅述。
由於DFT-S-GMC系統每個子帶的帶寬相對於載波頻偏和都卜勒頻移較大，同時每個子帶之間具有一定的頻域保護間隔，此外每個子帶的頻譜具有陡峭的帶外衰減，這些特徵使得該方案對載波頻偏和定時誤差引起的多用戶間幹擾具有較強的魯棒性，除了具有魯棒的多址幹擾性能外，DFT-S-GMC傳輸方案還可支持靈活的頻域調度和自適應編碼調製等鏈路自適應技術。然而，實現這些技術的關鍵是必須能在接收端(對於上行鏈路即為基站)準確估計接收信號的有效信幹噪比，而目前還沒有針對基於DFT擴頻的廣義多載波傳輸方案(DFT-S-GMC)的有效信幹噪比(SINR)估計方法，因此，如何解決現有DFT-S-GMC存在的問題實已成為本領域技術人員亟待解決的技術問題。
發明內容
本發明的目的在於提供一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，以實現準確計算基於DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信幹噪比。
為了達到上述目的，本發明提供的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其包括步驟1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信號輸入輸出之間的數學關係；2)根據所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的頻域均衡子載波的均衡係數；3)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統接收端有用信號的平均功率；4)根據所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間幹擾的平均功率；5)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差；6)根據所述有用信號的平均功率、所述信號間幹擾的平均功率、所述噪聲方差計算所述SINR。
所述數學關係為 其中，上標「H」表示共軛轉置，FMΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣；TM，KT為K×M子帶解映射矩陣；FKH為K×K IDFT解擴矩陣；IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣；H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 …HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應；W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T為頻域均衡係數；FM是M點DFT變換矩陣，並且ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中，FM是M點FFT變換酉矩陣，並且ΓL，M為L×M的級聯擴展矩陣，並且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×K的單位矩陣，L為M的整數倍，ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點係數fp(t)，t＝0，1，...，L-1；DK為長度為K的調製符號矢量；Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲矢量的N點DFT變換輸出矢量。
當所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線及1個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統時，若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應；若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用最小均方誤差均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差，而當所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線及多個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統時，若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hmn為發射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應；若所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用最小均方誤差均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hmn為發射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
所述步驟3)中的有用信號的平均功率計算式為 其中，Es′為有用信號的平均功率，所述步驟4)中信號間幹擾的平均功率計算式為 其中，σISI2為信號間幹擾的平均功率，所述步驟5)中噪聲方差計算式為 其中，σn2為噪聲方差，所述步驟6)中有效信幹噪比計算式為 綜上所述，本發明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的有效信幹噪比估計方法是針對多徑慢時變信道下的DFT-S-GMC系統，提出一種有效信幹噪比估計方法，實現了對有效信幹噪比的估計。
圖1為DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的發射機的結構示意圖。
圖2為DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的接收機的結構示意圖。
圖3為本發明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的有效信幹噪比映射性能示意圖。
圖4為本發明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的有效信幹噪比映射性能示意圖。
具體實施例方式 一、當本發明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線1個接收天線的DFT-S-GMC系統時，主要執行以下步驟 步驟1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信號輸入輸出之間的數學關係，即建立1個發射天線1個接收天線的DFT-S-GMC信號模型，由現有DFT-S-GMC傳輸方案可知，每個接收的數據塊是由若干個時域波形符號移位累加(復用)而得到(可參見背景技術中的第6式)。但由於原型濾波器滿足移位正交性(可參見背景技術中的第4式)，所以可以近似認為均衡後的數據塊中復用的各時域波形符號是互不幹擾的，這可以在後續仿真中得以證實。因此，為分析簡便，在此僅考慮一個時域波形復用的情況 假設，在發送端，長度為K的調製符號矢量DK，可以表示為 所以DK經過K點DFT擴頻，子帶映射，M點逆濾波器組變換(IFBT)後，形成長度為L點的並行序列 這裡，FK為K×KDFT擴頻矩陣，並且 其中IK為K×K的單位矩陣，上標「H」表示共軛轉置； TM，K為M×K子帶映射矩陣，其M×K個元素中只有K個元素為「1」，其餘為「0」，如果希望將經過K點快速傅立葉變換(FFT變換)輸出的第k個元素映射到第m個子帶上傳輸，則將TM，K的第m行第k列的元素置為「1」 ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中FM是M點FFT變換酉矩陣，並且 ΓL，M為L×M的級聯擴展矩陣，並且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×K的單位矩陣，L為M的整數倍； ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點係數fp(t)，t＝0，1，...，L-1。
由於只考慮一個時域波形復用的情況，輸出的數據矢量為IFBT變換輸出數據矢量尾部添加N-L個零，以形成長度為N的並行數據矢量 其中，IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣。最後序列s添加循環前綴後發射輸出。
接著經過多徑信道後，在接收端，首先將接收到的數據去除循環前綴後，經過N點DFT變換，得到頻域數據矢量R，R可以表示為 其中，Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲(AWGN噪聲)矢量的N點DFT變換輸出矢量； FM是M點DFT變換矩陣，並且 H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 …HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應。信道頻率響應在實際的系統中可通過導頻估計得到，而在仿真中認為完全己知。
經過頻域均衡後，可得時域數據矢量 其中，W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T為頻域均衡係數。對頻域均衡後的數據矢量，先截取前L點數據，並對該L點數據進行M點濾波器組變換(FBT)後，子帶解映射，再經過K點離散傅立葉反變換(IDFT)解擴，可得估計的K點數據符號矢量即信號輸入輸出之間的關係 上式中第一項為有用信號和符號間幹擾分量，第二項為噪聲分量。
並且(17)式中，與發射端相對應 FMΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣； TM，KT為K×M子帶解映射矩陣； FKH為K×K IDFT解擴矩陣。
步驟2)根據所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的頻域均衡子載波的均衡係數，在本實施例中，信道噪聲採用AWGN噪聲，對於迫零(ZF)均衡，設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為 而對於最小均方誤差(MMSE)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為 其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
步驟3)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統接收端有用信號的平均功率，其包括以下步驟 第一步由所建立的數學關係式(15)第一項可得 根據頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0 H1 ... HN-1]T和所設定的頻域均衡子載波對應的均衡係數[ω0 ω1 …ωm …ωN-1]T(即第(16)及(17)式)，計算對角矩陣 ΛN＝HHWH＝diag{|H0|2ω0，|H1|2ω1，...，|HN-1|2ωN-1}(19) diag{A}表示以矢量A為對角元素的對角矩陣。
第二步計算矩陣 由於ΛN為對角陣，所以h為一循環對稱矩陣，並且h第一列元素矢量為 h的其餘列矢量可由h0循環移位獲得。
第三步截取矩陣h左上角的前L行和前L列，構成的L×L矩陣 第四步將矩陣
分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣，每個矩陣塊的大小為M×M，其中第i行和前j列的矩陣塊可表示為
其中
為矩陣
第i行第j列元素； 第五步分別計算Pihi，jPj第一列向量 其中Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器係數。0(M-t)×1為(M-1)×1零列向量。
第六步疊加bi，j，並進行M點DFT變換，可得列向量 第七步經過子帶解映射，提取佔用子帶上的信號分量 第八步計算有用信號平均功率 事實上，矩陣可近似為循環矩陣，則為M×M對角陣，其對角元素矢量與B相同，並且 由DFT變換性質可知，FKHΛKFK為循環矩陣。令 其中 這樣，(18)式可表示為 假設發射的信號矢量中每個調製符號元素的能量已歸一化，即其平均功率這樣，有用信號的平均能量為 Es′＝|h0|2Es＝|h0|2(31) 由(29)式可得 步驟4)根據所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間幹擾的平均功率 由(30)式可知，對於獨立同分布，能量歸一化調製符號矢量DK，所有解調符號上的平均符號間幹擾分量相同，並且符號間幹擾能量為 又由(29)式可得 即 因此，計算符號間幹擾平均功率可估計為 步驟5)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差，其主要包括以下步驟 由所建立的數學關係式(15)第二項可知 其中z為方差為σ2的加性高斯白噪聲的時域噪聲矢量，所以噪聲矢量協方差矩陣為 第一步根據頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0 H1 …HN-1]T和所設定的頻域均衡子載波對應的均衡係數[ω0 ω1 …ωm…ωN-1]T(即第(16)及(17)式)，計算對角矩陣 diag{A}表示以矢量A為對角元素的對角矩陣。
第二步計算矩陣 由於ΛN′為對角陣，所以h′為一循環對稱矩陣，並且h′第一列元素矢量為 h′的其餘列矢量可由h0′循環移位獲得。
第三步截取矩陣h′左上角的前L行和前L列，構成的L×L矩陣 第四步將矩陣
分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣，每個矩陣塊的大小為M×M，其中第i行和前j列的矩陣塊可表示為
其中
為矩陣
第i行第j列元素； 第五步分別計算Pihi，j′Pj第一列向量 其中Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器係數。0(M-1)×1為(M-1)×1零列向量。
第六步疊加bi，j′，並進行M點DFT變換，可得 第七步經過子帶解映射，提取佔用子帶上的噪聲分量 第八步計算噪聲方差 事實上，矩陣可近似為循環矩陣，則為M×M對角陣，其對角元素矢量與B′相同，並且 由DFT變換性質可知，FKHΛK′FK為循環矩陣。令 其中這樣 噪聲矢量協方差矩陣對角元素即為噪聲方差。
步驟6)根據所述有用信號的平均功率、所述信號間幹擾的平均功率、所述噪聲方差計算有效信幹噪比，其計算公式為
由(26)，(33)和(45)式，可得有效SINR表達式為 二、當本發明的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線多天線的DFT-S-GMC系統時，主要執行的步驟與前述包含1個發射天線1個天線的DFT-S-GMC系統所執行的步驟相似，首先執行步驟1)，建立DFT-S-GMC系統的數學關係，該數學關係與式(15)相同。
接著執行步驟2)，根據信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定均衡係數及噪聲類型，假設有Nr個接收天線 對於迫零(ZF)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數
為 對於最小均方誤差(MMSE)均衡，則設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數
為 其中，Hmn為發射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
執行步驟3)，計算有用信號平均功率時，根據所設定的均衡係數，由發射天線到第n個接收天線之間的信道對應的頻域均衡子載波的信道頻率響應[H0n H1n …HN-1n]T和頻域均衡子載波對應的均衡係數計算對角矩陣 和對角矩陣 其中Hn為N×N對角矩陣，其對角元素矢量為[H0n H1n …HN-1n]T。
為N×N對角矩陣，其對角元素矢量為 如此僅需要將(52)式中的矩陣
代替(19)式中的ΛN，並採用式(20)到式(26)步驟進行計算即可得到有用信號平均功率。
再執行步驟4)即採用式(23)，計算一個發射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的檢測信號符號間幹擾平均功率。
再執行步驟5)將(53)式中的矩陣
代替(38)式中的ΛN′，採用(39)式到(45)式步驟，計算一個發射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的檢測信號噪聲方差。
最後執行步驟6)採用(49)式，計算一個發射天線多個接收天線的DFT-S-GMC的有效信幹噪比。
根據下表1及表2的參數以及前述的計算即可得到的有信幹噪比，圖3及圖4比較了不同佔用子帶數目(1和8個)、採用一個發射天線和一個接收天線(1x1)和一個發射天線和兩個接收天線(1x2)配置，DFT-S-GMC在PB-3km/h信道下基於有效信幹噪比(eSINR)的誤幀率與其在加性高斯白噪聲(AWGN)信道下基於信噪比(Eb/N0)的誤幀率性能。需要說明的是本發明方法估計的DFT-S-GMC系統有效信幹噪比相當於符號信噪比，即Es/N0。因此可以根據調製編碼方式直接求出相應的比特信噪比Eb/N0。由結果可知，利用本發明方法估計的DFT-S-GMC系統有效信幹噪比，其多徑信道下的性能曲線可以很好地匹配其在高斯白噪聲信道下的性能曲線，兩者的信噪比誤差約為0.1分貝(dB)左右。
表1 系統參數 表2 DFT-S-GMC參數 理論分析和仿真結果表明，本發明的方法可準確估計DFT-S-GMC系統的有效信幹噪比，其多徑慢時變信道下的基於有效信幹噪比(eSINR)的等效性能與高斯白噪聲下的性能誤差只有0.1dB左右，該有效信幹噪比估計方法可用於基於離散傅立葉變換擴頻的廣義多載波傳輸系統的鏈路自適應傳輸方案和無線資源管理方面。
權利要求
1.一種DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於包括以下步驟
1)建立所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信號輸入輸出之間的數學關係；
2)根據所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的頻域均衡子載波的均衡係數；
3)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統接收端有用信號的平均功率；
4)根據所述接收端有用信號的平均功率計算所述接收端信號間幹擾的平均功率；
5)根據所述數學關係及所述頻域均衡係數計算所述接收端相應噪聲的噪聲方差；
6)根據所述接收端有用信號的平均功率、所述接收端信號間幹擾的平均功率、所述接收端噪聲方差計算所述SINR。
2.如權利要求1所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述數學關係為
其中，上標「T」表示轉置，上標「H」表示共軛轉置；
R為接收信號的頻域表示，並且
Z是方差為σ2的時域加性高斯白噪聲矢量的N點DFT變換輸出矢量，N為接收端頻域均衡的點數；
DK為所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統發射端傳輸的長度為K的調製符號矢量，K亦為發射端佔用的子帶數目；
FK為K點DFT變換矩陣，用於實現DFT擴頻，並且IK為K×K單位矩陣；
TM，K為M×K子帶映射矩陣，其M×K個元素中只有K個元素為「1」，其餘為「0」，當希望將經過K點FFT變換輸出的第k個元素映射到第m個子帶上傳輸，則將TM，K的第m行第k列的元素置為「1」；
ΥLΓL，MFMH為M點逆濾波器組變換(IFBT)矩陣，其中，FM是M點FFT變換酉矩陣，並且ΓL，M為L×M的級聯擴展矩陣，並且ΓL，M＝[IM，IM，…，IM]T，IM為M×M的單位矩陣，L為M的整數倍，ΥL為L×L為對角矩陣，其對角元素為多子帶濾波器組原型濾波器L點係數fp(t)，t＝0，1，...，L-1；
IL為L×L的單位矩陣，0(N-L)×L為(N-L)×L零矩陣；H為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[H0 H1 … HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應；
W為N×N對角矩陣，其對角元素矢量[ω0 ω1… ωm … ωN-1]T為頻域均衡係數；FMΓL，MTΥLH為M點濾波器組變換(FBT)矩陣；
FM是M點DFT變換矩陣，並且
TM，KT為K×M子帶解映射矩陣，完成發射端子帶解映射矩陣TM，K相逆的操作；
FKH為K×K IDFT解擴矩陣。
3.如權利要求2所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線及1個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統。
4.如權利要求3所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用迫零均衡，所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應。
5.如權利要求3所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用最小均方誤差均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hm為第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
6.如權利要求2所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統為包含1個發射天線及多個接收天線的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統。
7.如權利要求6所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用迫零均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hmn為發射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應。
8.如權利要求6所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統採用最小均方誤差均衡，則所述步驟2)中設定第m個頻域均衡子載波對應的均衡係數ωm為其中，Hmn為發射天線到第n個接收天線之間的多徑信道中第m個頻域均衡子載波的信道頻率響應，σ2為頻域均衡子載波的噪聲方差。
9.如權利要求3至6任一所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述步驟3)中的接收端有用信號的平均功率計算式為
Es′為有用信號的平均功率，
為矢量TM，KHB的第k個元素，即
其中，
TM，KT為K×M子帶解映射矩陣，且
Pi為M×M對角陣，其對角元素為{fp(i×M)，fp(i×M+1)，…，fp(i×M+M-1)}，
fp(t)，t＝0，1，...，L-1為多子帶濾波器組原型濾波器係數，
0(M-1)×1為(M-1)×1零列向量，
hi，j是通過將矩陣
平均分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣且使每個塊矩陣的大小為M×M所得到，其中hi，j為
分割後所得的塊矩陣的第i行和前j列的矩陣塊，表示為
i，j＝0，1，…L/M-1
hi，j中的元素
即為矩陣
第iM行第jM列元素，
而為由h左上角的前L行和前L列構成的L×L矩陣，其中，
AN＝HHWH＝diag{|H0|2ω0，|H1|2ω1，...，|HN-1|2ωN-1}，
[H0 H1…HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應，
[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T為頻域均衡子載波對應的均衡係數。
10.如權利要求9所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述步驟4)中接收端信號間幹擾的平均功率計算式為
其中，σISI2為信號間幹擾的平均功率。
11.如權利要求3至6任一所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述步驟5)中接收端噪聲方差計算式為
其中，σn2為接收端噪聲方差。
為矢量TM，KHB′的第k個元素，即
其中，且hi，j′是通過將矩陣
平均分割成(L/M)×(L/M)的塊矩陣且使每個塊矩陣的大小為M×M所得到，其中hi，j′為
分割後所得的塊矩陣的第i行和前j列的矩陣塊，表示為
i，j＝0，1，…L/M-1
hi，j中的元素
即為矩陣
第iM行第jM元素，
而為由h′左上角的前L行和前L列構成的L×L矩陣，其中，
[H0 H1…HN-1]T為頻域均衡子載波的信道頻率響應，
[ω0 ω1…ωm…ωN-1]T為頻域均衡子載波對應的均衡係數。
12.如權利要求1所述的DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的SINR估計方法，其特徵在於所述步驟6)中SINR計算式為
全文摘要
一種DFT擴頻的廣義多載波系統的SINR估計方法，其通過首先建立所述離散傅立葉變換(DFT)擴頻的廣義多載波傳輸系統的信號輸入輸出之間的數學關係，然後根據信道頻率響應、信道噪聲方差和均衡方法，設定所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統的頻域均衡子載波的均衡係數，再根據所述數學關係及所述頻域均衡係數分別計算所述DFT擴頻的廣義多載波傳輸系統接收端有用信號的平均功率、信號間幹擾的平均功率以及噪聲方差，再計算有效信幹噪比(SINR)，如此以實現對廣義多載波傳輸系統的有效信幹噪比的準確計算，該有效信幹噪比估計方法可用於基於離散傅立葉變換擴頻的廣義多載波傳輸系統的鏈路自適應傳輸方案和無線資源管理方面。
文檔編號H04L27/26GK101155164SQ20061011660
公開日2008年4月2日 申請日期2006年9月27日 優先權日2006年9月27日
發明者李明齊, 贇 芮, 張小東, 李元傑, 胡宏林 申請人:中國科學院上海微系統與信息技術研究所