電機d軸電感高精度離線辨識方法與流程
2023-11-11 19:25:27 3
本發明涉及空調技術，特別涉及空調電機d軸電感離線辨識的技術。
背景技術：
傳統的空調中的變頻電機控制技術，需要電機廠家提供d軸電感等參數，這是由電機控制模型決定的，其中r為電機的相電阻，Ld、Lq分別為電機d軸電感及q軸電感，KE為電機反電動勢常數，ω為電機當前運行角速度，Vd、Vq分別為電機d軸電壓及q軸電壓，Id、Iq分別為電機d軸電流及q軸電流。當需要對大量的不同電機進行控制時，常常把電機參數存儲在類似EEPROM中，保留控制程序不變，能夠解決對不同壓縮機等電機的控制，但這一方法存在如下技術問題：一是需要EEPROM，增加硬體成本，二是，當用戶的變頻空調出現問題，需要維修時，如果此時採用新的控制電路或者新的控制軟體進行替換原來的控制板時，可能並不知道電機的具體參數，無法快速實現對電機控制電路及控制軟體的替代。
技術實現要素：
本發明的目的是要解決目前空調中需要採用EEPROM存儲電機d軸電感參數的問題，提供了一種電機d軸電感高精度離線辨識方法。
本發明解決其技術問題，採用的技術方案是，電機d軸電感高精度離線辨識方法，其特徵在於，包括以下步驟：
步驟1、控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸的方向；
步驟2、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，令其在一個PWM周期中，先令該上橋臂導通，在該上橋臂導通時，其餘上橋臂關斷，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，在當前PWM波周期的剩餘時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極體流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，當流入U相的相電流穩定後，採樣此時流入電機U相的電流值，得到穩定後的流入電機U相的電流值；
步驟3、關閉第一PWM波輸出，等待一定時間直至當前U相的相電流為0後進入步驟4；
步驟4、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，開始計時，在一定時間後採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，並等待固定數量第一PWM波周期的時間後再次採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，採集都處於流入U相的相電流穩定之前；
步驟5、根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間計算d軸電感值。
具體的，步驟1中，所述控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸的方向的方法為：
步驟101、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，令其在一個PWM周期中，先令該上橋臂導通，在該上橋臂導通時，其餘上橋臂關斷，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，在當前PWM波周期的剩餘時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極體流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟102、判斷當前電機轉子是否轉動到固定坐標軸α軸的方向，若是則進入步驟2，否則回到步驟101。
進一步的，所述第一PWM波的佔空比由實驗確定，能夠保證流入電機U相的電流值從0變化至穩定值。
再進一步的，步驟4中，包括以下步驟：
步驟401、預設採樣次數，所述預設採樣次數至少為2；
步驟402、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，開始計時，在一定時間後採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，將預設採樣次數減1，採集處於流入U相的相電流穩定之前；
步驟403、等待固定數量第一PWM波周期的時間後再次採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，將預設採樣次數減1，採集都處於流入U相的相電流穩定之前；
步驟404、判斷當前預設採樣次數是否為0，若是則進入步驟5，否則回到步驟403。
具體的，步驟5中，所述根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間計算d軸電感值的計算方法為：
步驟501、根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間分別計算從第二次採樣後每次採樣時的d軸電感值；
步驟502、根據每次採樣時的d軸電感值，計算d軸電感值。
再進一步的，步驟501中，計算公式為：
其中，Ld(i)為第i次採樣獲取的d軸電感值，Iu(i)為第i次採樣獲取的流入電機U相的電流值，Iu0為電機定位到α軸後電流穩定後採樣獲取的流入電機U相的電流值，r為電機的相電阻，i為大於等於2小於等於預設採樣次數的正整數，n為固定數量，為大於等於0的正整數，T為第一PWM波周期。
具體的，步驟502中，計算公式為：
其中，k為預設採樣次數，k為大於等於2的正整數。
本發明的有益效果是，在本發明方案中，通過上述電機d軸電感高精度離線辨識方法，可不再需要EEPROM存儲電機d軸電感，縮小成本。
附圖說明
圖1為施加固定佔空比的PWM波時電機d軸電流值隨時間變化的示意圖；
圖2為變頻空調控制部分電路的電路示意圖；
圖3為本發明實施例中矢量V1(1,0,0)控制下的等效電路圖；
圖4為本發明實施例中d/q軸坐標系下，矢量合成示意圖；
圖5為本發明實施例中PWM波形示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖及實施例，詳細描述本發明的技術方案。
本發明所述電機d軸電感高精度離線辨識方法為：首先控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸的方向，然後控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，令其在一個PWM周期中，先令該上橋臂導通，在該上橋臂導通時，其餘上橋臂關斷，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，在當前PWM波周期的剩餘時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極體流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，當流入U相的相電流穩定後，採樣此時流入電機U相的電流值，得到穩定後的流入電機U相的電流值，再關閉第一PWM波輸出，等待一定時間直至當前U相的相電流為0後，控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，開始計時，在一定時間後採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，並等待固定數量第一PWM波周期的時間後再次採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，採集都處於流入U相的相電流穩定之前，最後根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間計算d軸電感值。
實施例
本發明實施例的電機d軸電感高精度離線辨識方法，其包括以下步驟：
步驟1、控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸的方向。
本步驟中，控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸的方向的方法可以為：
步驟101、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，令其在一個PWM周期中，先令該上橋臂導通，在該上橋臂導通時，其餘上橋臂關斷，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，在當前PWM波周期的剩餘時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極體流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出；
步驟102、判斷當前電機轉子是否轉動到固定坐標軸α軸的方向，若是則進入步驟2，否則回到步驟101。
步驟2、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，令其在一個PWM周期中，先令該上橋臂導通，在該上橋臂導通時，其餘上橋臂關斷，電流從直流母線電壓經過該上橋臂IGBT流入電機對應的線圈，再從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，在當前PWM波周期的剩餘時間內，關斷所有三路上橋臂IGBT，電流經過之前導通的上橋臂對應的下橋臂中的續流二極體流入對應的電機線圈，從電機另外兩相和其連接的下橋臂IGBT流出，當流入U相的相電流穩定後，採樣此時流入電機U相的電流值，得到穩定後的流入電機U相的電流值。
步驟3、關閉第一PWM波輸出，等待一定時間直至當前U相的相電流為0後進入步驟4。
步驟4、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，開始計時，在一定時間後採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，並等待固定數量第一PWM波周期的時間後再次採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，採集都處於流入U相的相電流穩定之前。
本步驟可包括以下步驟：
步驟401、預設採樣次數，所述預設採樣次數至少為2；
步驟402、控制逆變器選擇U相上橋臂IGBT控制端輸入第一PWM波，開始計時，在一定時間後採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，將預設採樣次數減1，採集處於流入U相的相電流穩定之前；
步驟403、等待固定數量第一PWM波周期的時間後再次採集此時流入電機U相的電流值及對應的採樣時間，將預設採樣次數減1，採集都處於流入U相的相電流穩定之前；
步驟404、判斷當前預設採樣次數是否為0，若是則進入步驟5，否則回到步驟403。
步驟5、根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間計算d軸電感值。
本步驟中，所述根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間計算d軸電感值的計算方法為：
步驟501、根據穩定後的流入電機U相的電流值、所採樣的流入電機U相的電流值及對應的採樣時間分別計算從第二次採樣後每次採樣時的d軸電感值。
這裡，其計算公式為：
其中，Ld(i)為第i次採樣獲取的d軸電感值，Iu(i)為第i次採樣獲取的流入電機U相的電流值，Iu0為電機定位到α軸後電流穩定後採樣獲取的流入電機U相的電流值，r為電機的相電阻，i為大於等於2小於等於預設採樣次數的正整數，n為固定數量，為大於等於0的正整數，T為第一PWM波周期。
步驟502、根據每次採樣時的d軸電感值，計算d軸電感值。
這裡，其計算公式為：
其中，k為預設採樣次數，k為大於等於2的正整數。
本例中，第一PWM波的佔空比由實驗確定，能夠保證流入電機U相的電流值從0變化至穩定值。其可採用如下方法：
令佔空比從小到大變化，當檢測的電流到一定數值時，PWM波佔空比就不再變化，此時的PWM波佔空比即為所需要的第一PWM波的佔空比。
具體說明如下：
根據得知電機d軸電流按照指數函數規律變化，Id隨時間t變化關係如圖1所示。根據Id隨時間t變化關係,檢測t1時刻的d軸電流Id1和檢測t1+nT時刻的d軸電流Id2，在已知電機相電阻r和d軸電壓Vd，就可以獲得電機d軸電感Ld。
由電機d軸方程：
採用一系列PWM波，控制電機轉子轉動到固定坐標軸α軸方向，如圖4所示，等待流入電機的電流穩定後，通過模數轉換檢測此時的電流Id0，然後關閉PWM波，延遲一定時間後，讓電機線圈電流逐漸變化到0，之後，微處理器控制PWM波，發出指向電機d軸方向的控制矢量，即圖4所示的固定坐標軸α軸方向，控制電機轉子不動，即電機轉速ω＝0，則此時電機d軸方程為檢測t1時刻的d軸電流Id1和檢測t1+nT時刻的d軸電流Id2，n為非零正整數，即上文所述的固定數量，在已知電機相電阻r的條件下，就可以獲取電機d軸電感Ld。
由：得
其中當t→∞時，上式中的d軸電流為
由獲得t1時刻d軸電流方程為：
同理t1+nT時刻的d軸電流方程為：
除以得：
即
式中n為非零正整數，可見上式不與時間t1發生關係，僅與PWM波周期時間T相關，不會因為t1檢測不準造成離線辨識的電感Ld辨識不準的問題，提高了Ld辨識精度。
參見圖2，在電機PMSM控制所需逆變器U相上橋臂IGBT控制端輸入PWM波(第一PWM波)，U相IGBT對應的下橋臂控制PWM波由微處理器根據上下橋臂控制信號輸出互補而確定，另外4隻IGBT施加固定的高低電平對開關管進行開通或者關斷，即對電機施加有效矢量V1(1，0，0)和零矢量V0(0，0，0)兩個電壓矢量，當施加V1(1，0，0)時，U相IGBT通過，另外兩隻上橋臂V相和W相IGBT關斷，由於微處理器輸出的控制PWM波，採用三相互補的輸出方式，在不考慮死區控制的條件下，當U相上橋臂為高電平時，U相IGBT對應的下橋臂為低電平，當U相上橋臂IGBT為低電平時，其對應的下橋臂為高電。當考慮死區控制的條件下，微處理器所輸出的三相互補PWM波，上下橋臂僅相差相應的死區時間。當施加有效矢量V1(1，0，0)時，微處理器控制輸出，使IGBT VT1導通，IGBT VT3和IGBT VT5截止，當施加零矢量V0(0，0，0)時，MCU控制輸出，使IGBT VT1截止，IGBT VT3和IGBT VT5也截止。
施加矢量V1(1，0，0)時等效電路如圖3所示。
在圖3所示等效電路中，在控制矢量V1(1,0,0)控制下，由於U相電流流入線圈，U相電流為Iu，假設電機三相參數一致，即Ru＝Rv＝Rw,Lu＝Lv＝Lw，由於Iv與Iw流出線圈，電流為負數，則Iv＝Iw＝-0.5Iu。Iu/Iv/Iw在d/q坐標系下如圖4所示，圖4中，α/β為固定直角坐標系，α與U相方向一致，d/q軸為旋轉直角坐標系，u/v/w方向互差120°，也為固定坐標系。將Iu/Iv/Iw投影到d/q軸，可見Iq＝0，Id＝Iu-0.5(Iv+Iw)＝1.5Iu，微處理器發出的控制矢量與固定坐標軸α軸方向一致，控制電機轉動到α軸方向，圖4所示示意圖則電機轉子逆時針轉動γ°後與α軸方向重合。
由於式變形為：
當一系列佔空比相同的控制矢量V1(1,0,0)與零矢量V2(0,0,0)交替作用，控制電機轉子經過一定時間後轉動到α軸方向，等待電流穩定後，通過圖1所示電流採樣單元採樣此時流入電機U相的電流Iu0。停止V1(1,0,0)與V2(0,0,0)矢量，此時電機方程為電機將按照方程放電，等待足夠的時間如2秒後，讓電機線圈電流逐漸變化到0，此時電機處於自由狀態，電機轉子方向任然指向d軸。之後微處理器繼續交替產生V1(1,0,0)矢量與V2(0,0,0)矢量，PWM波佔空比與前面定位到α軸時相同，此時，同樣的原理，由於控制矢量與d軸方向一致，電機轉子不會發生轉動，即電機角速度ω＝0，此時，電機d軸方程為：
獲得電機d軸電流Id和時間t的關係為：
其中r為電機的相電阻，即圖3中Ru或者Rv或者Rw，Ld為電機d軸電感，Id為電機d軸電流，Iu0為電機定位到α軸後電流穩定後的目標值，t為時間。
微處理器繼續產生佔空比不變的PWM波，控制V1(1,0,0)矢量與V2(0,0,0)矢量的發生，經過一定的時間t1後，通過圖1所示電流採樣單元檢測U相電流Iu1，再經過n個PWM波周期檢測檢測U相電流Iu2，根據獲得此時d軸電感值Ld。
為了檢測更加準確的電機d軸電感值Ld，可以採用多次採樣電流的計算獲得Ld取平均值的方法獲得Ld的平均值Ld，具體方法是：
在控制V1(1,0,0)矢量與V2(0,0,0)矢量的作用時間內，在t1時刻檢測電機U相電流Iu(1)，在t1+nT時刻檢測電機U相電流Iu(2)，在tl+2nT時刻檢測電機U相電流Iu(3)，在tl+knT時刻檢測電機U相電流Iu(k-1)，通過：
其中i＝2,3,...k，n為大於0的自然數，一般取n＝1或2。
則：
矢量V1(1,0,0)與矢量V2(0,0,0)的產生方法如下：
如圖5所示，當採用三角波調製PWM佔空比時，MCU內部計數器TCNT從0加計數到三角波載波頻率對應的最大計數值TC，當TCNT＝TC時，TCNT開始減計數，當TCNT減計數到0後，從0開始加計數，同時進入下一個計算控制周期，對應電機U相來說，微處理器根據用於產生三相PWM波佔空比控制寄存器Ta值，自動產生三相互補之PWM波。在TCNT從0加計數到三角波載波頻率對應的最大計數值TC的過程中，當Ta寄存器值與TCNT相等時，Vta+從高電平跳變為低電平，Vta-延遲一個死區時間從低電平跳變到高電平；在TCNT從TC減計數到0的過程中，當Ta寄存器值與TCNT相等時，Vta-從高電平跳變為低電平，Vta+延遲一個死區時間從低電平跳變到高電平，TC對應的時間為PWM波周期T的一半，如圖5所示。
當VT1輸入PWM波如圖5所示時，在不考慮考慮IGBT開通時間延時Ton和IGBT關斷時間時間延時Toff時，實際施加IGBT VT1的PWM波為Vta+，施加IGBT VT2的PWM波為Vta-；當考慮IGBT開通時間延時Ton，IGBT關斷時間時間延時Toff時，則施加IGBT VT1的PWM波為Vt1_1，實際到IGBT VT2的PWM波為Vt2_1，其中IGBT死區時間為Td。
在矢量V1(1,0,0)控制下，IGBT VT1導通，如果IGBT VT1導通時間為To，則在To時間內，IGBT VT1導通，IGBT VT3、IGBT VT4關斷，同時，下橋臂IGBT VT2截止，IGBT VT4、IGBT VT6導通，在上橋臂IGBT VT1導通時間To內，電流從IGBT VT1流入，進入電機U相繞組，然後從V、W兩相流出經IGBT VT4和IGBT VT6達到直流母線的地線一端，此狀態下的等效電路如圖3所示，圖中，Ru為U相電阻，Lu為U相電感，Rv為V相電阻，Lv為v相電感,Rw為W相電阻，Lw為W相電感。Iu、Iv、Iw為電機U、V、W三相線圈流過的相電流，假設電機三相參數一致，則電流滿足Iu＝-2Iv＝-2Iw關係(負號表示電流從電機線圈流出)，VT1、VT4、VT6為IGBT。在施加零矢量V2(0,0,0)，對VT1施加低電平的驅動信號，使上橋臂VT1IGBT關斷時，如果關斷時間為Tof，則在Tof時間內，由於電機內部線圈電感的續流作用，電流會保持原來流動的方向不變，這時電流會從與IGBT VT2並聯的反向續流二極體D2中流過，提供電機U相線圈電流，在零矢量時間Tof內，IGBT VT1、IGBT VT3、IGBT VT4關斷，同時，下橋臂IGBT VT2截止，IGBT VT4、IGBT VT6導通，此狀態下即施加零矢量狀態。
當佔空比控制寄存器Ta值固定時，根據圖5，能夠產生佔空比固定，矢量V1(1,0,0)與零矢量V2(0,0,0)作用時間固定的PWM波，用於使電機轉子轉動到α軸方向，同時檢測並計算獲得d軸電感。