對零類型伺服模式使用區域比解調技術的方法和裝置的製作方法

2023-10-22 21:31:22

專利名稱：對零類型伺服模式使用區域比解調技術的方法和裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及存儲裝置，具體而言，本發明涉及存儲裝置中的伺服系統。
該精細位置信息通常用幾個伺服區域組合的伺服區域模式加以存儲。有若干類型的伺服區域模式，包括「零類型」(null-type)伺服模式、「分猝發脈衝幅度」(split-burst amplitude)伺服模式和「相位型」伺服模式。
零類型伺服模式包含至少兩個以已知相互相位關係寫入的區域。第1個區域是「相位」或「同步」區域，用於把讀通道的相位和頻率鎖定於讀信號的相位與頻率。第2個區域是位置誤差區域，用於識別讀寫頭至記錄道中心線的距離。
對於零類型位置誤差區域，其磁化模式是，當讀寫頭正好跨越記錄道中心線時，讀信號的幅度理論上為零。當讀寫頭從期望的記錄道中心線移開時，讀信號幅度增大。當讀寫頭處於期望道中心線與相鄰記錄道中心線中間時，讀信號具有最大值。
在零類型位置誤差區域中，記錄道中心線一側的磁化模式寫入相位與記錄道中心線另一側磁化模式相位差180度。從而，位置誤差區域中讀信號相對於同步區讀信號的相位表示讀寫頭從記錄道中心線移動的方向。
為了控制這種伺服系統，對各伺服扇區確定一個位置誤差值。通常通過解調與該位置誤差區域相關的讀信號來產生該位置誤差值。位置誤差值的幅值通常表示讀寫頭離記錄道中心線的距離，而其符號表示讀寫頭移動的方向。
以往，零類型模式讀信號解調始終是同步處理。在同步處理中，位置誤差區域的讀信號對於相位區域讀信號的精確相位是已知的，因為以已知且固定的對位置誤差區域的相位關係寫相位區域。通常用鎖相環(PLL)獲得相位區域的相位且用該相位信息解調位置誤差區域信號。因而，相位區域必須足夠長，以便使PLL可鎖定在讀信號的相位和頻率上。例如，相位區域可為位置誤差區域的3至4倍長。
確保碟片各伺服扇區中相位區域與位置誤差區域之間相位關係一致是精確定位讀寫頭的關鍵。如果該兩個區域之間的相位在各伺服區域中不一致，則即使讀寫頭保持在記錄道中同樣徑向位置，在兩個不同的伺服區域將獲得不同的位置誤差值。為確保該一致性，作出巨大努力並花費高昂費用以建立在各伺服區域中工作均相同的一致鎖相環。
當讀寫頭徑向跨記錄道移動時，伺服系統產生的位置誤差值理論上以線性變化。這種線性變化簡化了確定讀寫頭移動至期望位置的移動量所需的計算。通常，讀寫頭徑向跨記錄道移動時，伺服系統不產生線性變化的位置誤差值。具體而言，當讀寫頭跨記錄道徑向移動時，讀取頭產生的讀信號因該頭的幾何形狀會有波動。為減小這種波動的影響，已有技術採用自動增益控制系統來自動調節伺服環增益，使其在讀寫頭的所有記錄道位置均保持常數。自動增益控制必須引入的增益量由控制電路設置，該電路在盤毀壞時或在盤驅動器壽命期間周期性加以初始化。
在已有技術中，作了大量努力使位置誤差值標準化，從而在跨越不同伺服區時保持一致。這產生了複雜且昂貴的結構從而提高了盤驅動器的成本。
圖2是盤驅動器中伺服環的框圖。
圖3是已有技術伺服模式的模式配置。
圖4是讀取頭經過圖3的伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖5是讀取頭經過圖3的伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖6是讀取頭經過圖3的伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖7是已有技術模擬解調的框圖。
圖8是已有技術數字解調的框圖。
圖9是本發明伺服模式的模式配置。


圖10是讀取頭經過圖9伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖11是讀取頭經過圖9伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖12是讀取頭經過圖9伺服模式時該讀取頭產生的讀信號。
圖13-1至圖13-5是與本發明的數字解調器相關的信號的信號波形。
圖14是本發明的數字解調器的框圖。
圖15-1至圖15-2是表示本發明第1實施例的校正值與讀信號間關係的定時圖。
圖16-1至圖16-2是表示本發明第2實施例的校正值與讀信號間關係的定時圖。
圖17是本發明模擬解調器的框圖。
圖18-1至圖18-11是表示與圖17框圖相關信號的定時圖。
圖19是圖17中使用的模擬除法電路的框圖。
較佳實施例的詳細描述圖1是本發明有用的盤驅動器100的透視圖。盤驅動器100包括具有底座102和頂蓋(未圖示)的殼體。盤驅動器100還包括通過盤夾具108安裝在主軸電機(未圖示)上的盤組合。盤組合包含多個可轉動地安裝在中心軸109周圍的單一碟片。各盤表面具有相關的碟片頭滑塊110，安裝在盤驅動器100上用於與盤表面聯繫。在圖1所示例子中，滑塊110由懸臂112支持，後者又固定在致動器116的道存取臂114上。圖1中的致動器屬於熟知的轉動線圈致動器類型，它包括以118統示的音圈電機(VCM)。音圈電機118使帶有讀寫頭110的致動器116在支軸120周圍轉動，以沿碟片內徑124和外徑126間的弧形路徑122把讀寫頭定位在期望的數據記錄道上。伺服電子裝置130根據讀寫頭110和主計算機(未圖示)產生的信號驅動音圈電機118。
圖2是諸如圖1的磁碟驅動器100之類的信息存儲裝置的框圖。存儲裝置228包括3個主要部件設備230、伺服邏輯單元232和微處理器233。微處理器233經主計算機接口234與主計算機(未圖示)通信。微處理器233根據從主計算機接收的指令控制信息讀、寫。具體而言，微處理器233經控制線235向設備230提供控制信號控制設備230的各種功能，包括讀寫頭、寫電流強度、讀靈敏度及工作模式(讀、寫或尋找記錄道)的選擇。此外，微處理器233經數據總線237提供寫數據並接收讀數據。經主機接口234向主計算機提供恢復數據。微處理器233經通過地址總線241和雙向數據總線243與其連接的伺服邏輯單元232，控制讀寫頭112在碟片上移動。利用地址總線241和數據總線243，微處理器233可在伺服邏輯單元232中的存儲位置為讀寫頭存儲期望位置。伺服邏輯單元232訪問該存儲位置，以根據存儲值與讀寫頭目前位置發出電流指令236至設備230。微處理器233也可利用地址總線241和數據總線243檢索伺服邏輯單元232的存儲位置中所存儲的讀寫頭位置信息。
在設備230中，功率放大器238接收電流指令236並把電流指令236的電壓轉換成電流信號240。該電流信號240提供並控制致動器242，後者包含由電流信號的電流驅動並以該電流確定的速率加速的音圈電機134(圖1)。致動器242把電流信號240的電流轉化為機械運動244，以相對於媒體移動讀寫頭112。
當讀寫頭112相對於媒體移動時，它檢測存儲在媒體內的數據與伺服模式。該伺服模式包含讀寫頭相對於介質的位置信息並使讀寫頭產生含編碼位置信息的低電平信號248。讀寫頭放大器250放大該低電平信號248，產生放大信號252，該信號對噪聲不太敏感且易於解碼。放大信號252輸入至解調器254，後者解釋編碼的讀寫頭信號，向伺服邏輯單元232提供解調器位置信息測量值256，並經數據總線239向微處理器233提供數據。
伺服邏輯單元232把解調器位置測量值256應用於該測量值與讀寫頭實際位置相關的線性表。從而，伺服邏輯單元232可確定讀寫頭112的位置並根據該位置與微處理器233設定的期望位置發出新的電流指令236。
對存儲裝置228有兩類基本操作模式。在第1模式，即熟知的記錄道搜索模式中，微處理器233指令伺服邏輯單元232把讀寫頭在媒體上移至新的記錄道。在第2種模式即熟知的記錄道跟隨模式中，微處理器233指令伺服邏輯單元232保持讀寫頭位於記錄道中的某一位置上。記錄道跟隨不是完全的被動模式，因為伺服邏輯單元232必須移動讀寫頭以相對於媒體上的記錄道保持穩定。記錄道包含不規則處，因而伺服邏輯單元232必須移動讀寫頭112以跟隨這些不規則處，所以運動是必須的。在跟隨記錄道期間，利用設備230和伺服邏輯單元232間形成的伺服環在適當位置保持讀寫頭。具體說，當讀寫頭112移開該位置時，讀寫頭讀取媒體上存儲的伺服模式的不同部分，因而低電平信號248開始改變。該低電平信號248的變化使放大信號252及位置測量值256中產生類似變化。根據位置測量值256的變化，伺服邏輯單元232改變電流指令236，從而讀寫頭112移向其記錄道上的原始位置。
上述伺服環對記錄道上的不規則處具有頻度相關響應，即，其對不規則處的響應能力隨該不規則處頻度增加而降低。在這種意義上，記錄道上的不規則處可當作向伺服環的輸入信號，而伺服環對這些不規則處的響應可當作伺服環的增益。對某些讀寫頭，例如磁阻讀寫頭，伺服環的頻度響應隨記錄道中讀寫頭112的位置改變而改變。這樣，讀寫頭可對記錄道中不同部分的不規則處作出更快的響應。
圖3表示已有技術中使用的伺服部分180的零類型伺服磁化模式的主要部分。碟片122的徑向元垂直顯示，其角度元水平顯示。箭頭182指示碟片122的記錄道下行方向或角度元。箭頭184指示碟片122的跨記錄道方向或徑向元。圖3顯示四個記錄道中心190、191、192和193，分別標以「1」、「2」、「3」、「4」。讀寫頭134沿跨記錄道方向184對準中心「2」。
圖3中陰影區域相當於相對於非陰影區為反磁化的區域。例如，在縱向記錄系統中，如果非陰影區的縱向磁化是圖中從右至左，則陰影區的縱向磁化方向是從左至右。如在數字磁記錄系統的標準實踐所示，在這些區域中，磁媒體在縱向均是飽和的。
伺服扇區180包括引導區域200、「同步」或「相位」區域202、中間區域204、標準位置誤差區域205、正交位置誤差區域206和尾區域208。引導區域200、中間區域204和尾區域208如圖3所示可為「空」，或包含附加伺服數據。例如，中間區域204可包含記錄道號或扇區號。相位區域202包含徑向相干磁變換。當讀寫頭134經相位區域202時，相位區域202中的磁化模式在讀寫頭134的輸出中感應振蕩信號。標準位置誤差區域205和正交位置誤差區域206包含零類型磁圖。正交位置位置誤差區域206的正交磁圖相對於標準位置誤差區域205的標準磁圖偏移半個記錄道。在某些零類型伺服模式中，正交磁圖分成兩半，其一半置於標準磁圖前，另一半置於後。
圖4表示讀寫頭134正好跨越記錄道中心線191經相位區域202、中間區域204、標準位置誤差區域205和正交位置誤差區域206時已有技術的讀信號210的波形。讀信號210可按時間分為讀寫頭經過相位區域時產生的相位區域信號207、讀寫頭經標準位置誤差區域205時產生的標準位置誤差區域信號212、讀寫頭經正交位置誤差區域206時產生的正交位置誤差區域214。注意，因為讀寫頭134為產生讀信號210而跨越記錄道中心線時，準標位置誤差區域信號212實際上為零。
圖5分別是讀寫頭134位於記錄道1和2的中心線190和191中途時的讀信號216的波形。讀信號216可分為相位區域信號218、標準位置誤差區域信號220和正交位置誤差區域信號222，它們分別是讀寫頭134經相位區域202、標準位置誤差區域205和正交位置誤差區域206時產生的。圖6是讀寫頭134處於記錄道2和3的中心線191和192中途時的讀信號224的波形圖。讀信號224可分為相位區域信號226、標準位置誤差區域信號228和正交誤差區域信號230。注意，圖5中的標準位置誤差區域信號220與圖6的標準位置誤差區域信號228相位差180度。
圖7是圖2已有技術解調器254一個實施例的解調器300的框圖。解調器300在連至自動增益控制電路302的輸入端接收放大信號252。自動增益控制302是包含加法電路304的反饋環路的一部分，該加法電路連至自動增益控制電路302的輸出端。加法電路304也接收圖2的伺服邏輯單元232產生的基準值306。伺服邏輯單元232計算基準值306以確保伺服環的增益在所有記錄道位置保持恆定。加法電路304從自動增益控制電路302輸出的幅值減去基準值306產生反饋值308，反饋至自動增益控制電路302。根據該反饋值308，自動增益控制電路302對放大信號252進行放大，直到自動增益控制電路302的增益控制輸出310的幅值大致等於基準值306的幅度。
向鎖相環312和定時電路314提供增益控制輸出310，鎖相環312利用相位區域信號產生通常是與相位區域信號的相位與頻率同步的方波的時鐘輸出316。即使在相位區域信號結束及標準位置誤差區域信號開始後，鎖相環312仍根據相位區域信號持續產生時鐘信號316。在增益控制輸出310上，標準位置誤差信號跟隨相位區域信號，與時鐘信號316一起提供給乘法器318。
乘法器318把標準位置誤差信號與時鐘信號316相乘產生乘積信號320。乘積信號320提供至從定時電路314接收定時控制信號的積分器322。定時控制信號使積分器322在與標準位置誤差信號相關的周期的某一部分中對乘積信號320進行積分。積分器322的輸出是標準位置誤差值，該值由多路轉換器323轉送至保持電路324保持以供以後使用。
乘積信號320代表修正型的標準位置誤差信號。為獲得正確的修正，已有技術要求時鐘信號316對標準位置誤差信號具有已知和精確的相位關係。任何相位關係的誤差使乘積信號320不精確，從而使積分器322產生的標準位置誤差值不精確。
在標準位置誤差信號後，增益控制輸出端上的下一個信號是正交位置誤差信號。該信號也向乘法器318提供，與時鐘信號316相乘產生乘積信號320。乘積信號320由積分器積分，在積分器322的輸出端產生正交位置誤差值。該正交位置誤差值然後由多路轉換器323轉送至輸出端328。輸出端328上的正交位置誤差值與輸出端326的標準位置誤差值用於計算讀寫頭在記錄道中的位置。這種計算在已有技術中是公知的。
圖8是圖2的解調器的已有技術一個實施例的數字解調器350的框圖。向自動增益控制電路352提供圖2的放大信號252，該電路工作方式類似於圖7的自動增益控制電路302。自動增益控制電路352的增益控制輸出354提供至加法器356，後者從增益控制輸出的幅值中減去基準值358以提供反饋值360。根據反饋值360，自動增益控制電路352向放大信號352施加適當增益。增益控制輸出354也提供給鎖相環362，該鎖相環根據讀信號的相位區域部分產生時鐘信號364。時鐘信號的符號由提供表示時鐘信號364符號的數字值的正負號函數電路366確定。
即使在增益控制輸出354的相位區域結束且標準位置誤差信號和正交位置誤差信號部分開始後，鎖相環362產生的時鐘信號仍繼續產生。模-數轉換器368對標準位置誤差區域信號進行取樣並轉換成一系列數字值。乘法器370把正負號函數輸出值與一系列數位訊號值相乘，從而通過該乘法器用正負號函數電路366產生的值修正該一系列數字值。乘法器370產生的一系列乘積值輸入至加法器372，在定時電路374設定的時間周期中該值相加。在多數已有技術系統中，乘積值在與標準位置誤差區域信號的中央部分相關的時間周期中累加。
加法器372產生的和由多路轉換器376導向保持電路378加以保持供以後使用。保持電路378的輸出是標準位置誤差值。
正交位置誤差信號也由模-數轉換器368轉換成一系列數字值。乘法器370把這一系列數字值與時鐘信號364的符號相乘。乘法器370產生的一系列乘積值由加法電路372在定時電路374控制下相加。相加結果是正交位置誤差值，由多路轉換器376導向輸出端380。正交位置誤差值與標準位置誤差值用於計算讀寫頭在記錄道中的位置。
在圖7和圖8所示系統中，自動增益控制和鎖相環必須是沒有過度漂移的精密電路。由此，在已有技術中，必然化費高昂費用以改進這些電路的性能。
圖9是本發明使用的伺服區400的磁化模式配置。在圖9中，讀寫頭134從左至右跨越該圖，跨越記錄道方向垂直顯示，記錄道下行方向水平表示。伺服區400包括引導區域402、相位區域404、中間區域406、標準位置誤差區域408、正交位置誤差區域410和尾區域412。引導區域402、中間區域406和尾區域412與圖3所示已有技術伺服區同名區域相同。除了相位區域404比已有技術相位區域202較少轉換外，圖9的相位區域404與圖3相位區域202相似。相位區域404比相位區域202短，因為本發明不需要已有技術中的精確鎖相環，從而不需要已有技術相位區域中那樣多的轉換。除了標準位置誤差區域408與正交位置誤差區域410兩者在接近各自區域起始處有一系列徑向相干變換414和416外，標準位置誤差區域408與正交位置誤差區域410分別類似於已有技術的標準與正交位置誤差區域205與206。徑向相干轉換414與416類似於相位區域404中的轉換。這些轉換的使用下文作進一步討論。
圖10、11和12分別是讀寫頭在不同記錄道位置經圖9伺服區400時所產生讀信號450、452和454一個例子的定時圖。具體而言，圖11的伺服讀信號452是讀寫頭134經圖9記錄道418中心線時產生的。讀信號452可分成3個部分，由相位區域信號456、標準位置誤差信號458和正交位置誤差信號460組成。相位區域信號456類似於已有技術圖4、5和6中的相位區域信號。標準位置誤差信號458包括觸發振蕩部分462與零磁化模式部分464。讀寫頭134徑向經過圖9的相干轉換414時產生觸發振蕩部分462。讀寫頭134經過標準位置誤差區域408其餘部分時產生零圖案部分464。產生讀信號452時讀寫頭134對準記錄道中心線418，因而零圖案部分實質上等於零。正交位置誤差信號460可分為觸發振蕩部分466和零圖案部分468，振蕩觸發部分466由正交位置誤差區域410的徑向相干轉換416產生，零圖案部分468由正交位置誤差區域410的其餘部分產生。
當讀寫頭134位於圖9的記錄道中心線418與420之間時產生圖10的讀信號450。讀信號450可分為3部分，包括相位區域信號470、標準位置誤差區域信號472與正交位置誤差區域信號474。標準位置誤差區域信號472又可細分成觸發振蕩部分476和零圖案部分478。正交位置誤差區域信號474可分成觸發振蕩部分480與零圖案部分482。注意，當因讀取頭位於兩記錄道中心線間中途，正交位置誤差區域信號474的零圖案部分482大致為零時，標準位置誤差區域信號472的零圖案部分478有最大幅值。
當讀寫頭134位於圖9記錄道中心線418和422中途時，產生圖12的讀信號454。讀信號454可分成3個分隔的部分，即相位區域信號490、標準位置誤差信號492和正交位置誤差信號494。標準位置誤差信號492可進一步分成觸發振蕩部分496和零圖案部分498。類似地，正交位置誤差信號494可分成觸發振蕩部分500和零圖案部分502。
當讀寫頭134位於各自記錄道中心線中途時產生讀信號454與450，因而它們具有共同特徵。例如，讀信號450與454的零圖案部分482與502兩者均大致為零。此外，讀信號450與454的零圖案部分478與498分別有最大幅度。讀信號450與454不等同，因零圖案部分478與498相位差180度。這類似於已有技術零類型模式中的相移。讀信號450與454不同於已有技術處在於，即使零圖案部分彼此移相180度，標準位置誤差信號472與492中的觸發振蕩部分476與496也相同。實際上，由圖9伺服區400產生的任何標準位置誤差區域信號的觸發振蕩部分均相同。類似地，在伺服區400的所有讀寫頭位置，本發明正交位置誤差信號的觸發振蕩部分均相同。觸發振蕩部分的一致性。如下所述可簡化電路設計。
圖14是本發明解調器520一個實施例的框圖。該解調器是數字解調器，把圖2的放大信號252轉換成兩個位置誤差信號。通過使用本發明的區域比技術，解調器520降低了對自動增益控制電路及鎖相環的要求。參照圖14和圖13-1至13-5的定時圖，下文說明解調器520的配置和工作。
圖13-1表示讀信號522，它是圖14的放大信號252的一部分。讀信號522提供給模一數轉換器524，它根據觸發振蕩器526產生的取樣時鐘在選定的採樣點採樣讀信號。圖13-2顯示觸發振蕩器526產生的採樣時鐘信號528的定時圖。採樣時鐘信號528的每個正轉換沿使模-數轉換器524在該時刻採樣讀信號522，並把採樣值轉換成數字值。在圖13-1中，採樣點表示為讀信號522中的點。在圖13-1、13-2和14的實施例中，採樣時鐘信號的頻率是讀信號基頻的4倍。但，採樣時鐘信號528的頻率不需是讀信號522頻率的整數倍。實際上，可使用提供讀信號522的足夠採樣率的任何頻率。
觸發振蕩器526根據來自序列發生器534的控制信號產生採樣時鐘信號528。序列發生器534包含公知的零相位再啟動電路，它利用部分讀信號522，產生圖13-3的壓控振蕩器(VCO)使能信號536和圖13-4的壓控振蕩器(VCO)啟動信號538。為產生VCO使能信號536與VCO啟動信號538，序列發生器534利用分別位於伺服區的相位區域、標準位置誤差區域和正交位置誤差區域起始處的轉換。參照圖9，序列發生器534分別利用與相位區域404關聯的前四個轉換及標準位置誤差區域408與正交位置誤差區域410的徑向相干轉換414與416。序列發生器534確保觸發振蕩器526在伺服區400的各區域以一致的相位關係啟動。為確保該相位關係，序列發生器534在各區域末尾禁止觸發振蕩器526並在各區域始端再使能觸發振蕩器526。
採樣時鐘信號528也提供至圖14的校正值發生器540，在採樣時鐘信號528的每個正階躍產生校正值。校正值發生器540產生的校正值提供至乘法器542，該乘法器還接收模一數轉換器524產生的數字值。乘法器542把校正值與採樣數據值相乘產生一系列乘積值，輸入至加法電路546。校正值發生器540與乘法器542一起校正模-數變換器524產生的值。該校正可包含下述簡單校正模-數變換器524產生的所有負值均乘-1校正值，而模-數變換器524產生的所有正值均乘+1的校正值。在另外實施例中，校正值發生器540產生的校正值可更複雜，以抑制噪聲採樣值或位於讀信號不希望部分的採樣值。
圖15-1和圖15-2是與本發明一個實施例有關的定時圖，其中，選擇校正值以抑制取自讀信號的噪聲採樣。具體而言，圖15-1顯示具有黑點所表示採樣點的讀信號600。圖15-2顯示校正值發生器540產生的校正值，其值垂直對準各採樣點，兩者相乘產生圖14的乘積值540。從圖15-1與圖15-2可見，讀信號峰值的採樣點依據其符號乘1或-1。例如，因採樣值602是負，因而採樣值602乘-1校正值604，而採樣值606為正，故該值乘+1校正值608。在圖15-1與15-2中，幅值接近於零的採樣值乘校正值零。例如，採樣值610在讀信號600中接近於零，該值乘零校正值612。通過把這種低幅值的採樣值乘零，本發明抑制了這些值並防止它們影響位置誤差值計算。這些低幅值的值常被噪聲汙染，因而這種校正提供了本發明的一個優點。通過抑制這些低幅值的值，也抑制了與之相關的噪聲。
圖16-1與圖16-2示出本發明的第2實施例，其中利用校正值抑制取自讀信號620的不希望採樣點。讀信號具有峰值622與624等峰值及肩部626與628。肩部626與628表示讀信號620不理想的部分。取自肩部626與628的採樣點不能正確表示媒體中存儲的轉換。在圖16-1與圖16-2所示的本發明實施例的情況下，用零校正值抑制取自肩部的採樣點。與肩部626和628相關的採樣點乘校正值零。選擇其餘校正值以校正取自峰值的採樣點。負值的採樣值乘-1，正值採樣值乘+1。
本領域技術人員理解示於圖15-1、15-2、16-1與16-2的實施例僅是校正值實施例的可能例子。在本發明範圍中可採用及考慮其它校正值序列。
回到圖14，加法電路546對伺服區中的各區域累加乘積值544序列。具體而言，加法電路546對相位區域404、標準位置誤差區域408與正交位置誤差區域410累加乘積值。在多數實施例中，進行加法的時間段各區域相同，在各區域中的同樣相對瞬時位置相加。該進行加法的時間段受序列發生器534產生的使能和信號控制並提供至加法電路546。
圖13-5示出使能和信號548的定時圖。使能和信號548具有各自在相位區域信號、標準位置誤差區域信號及正交位置誤差區域信號期間產生的3個高電平區550、552與554。高電平部分550、552與554其持續時間相同，且在相位區域信號、標準位置誤差區域信號及正交位置誤差區域信號的相同相對時間段產生。在多數實施例中，使能和信號548使加法電路546能不在其相加的和中包含各區域信號的前後轉換。這有助於避免來自因脈衝擁擠可能被汙染的和的轉換。
加法電路546產生包含相位區域和、標準位置誤差區域和及正交位置誤差區域和的一系列和值。這些和值提供至來自序列發生器534的多路轉換器控制信號558控制的多路轉換器556。多路轉換器556把來自加法電路546的3個和分別傳輸至寄存器560、562與564。寄存器560、562與564分別存儲與相位區域信號、標準位置誤差區域信號與正交位置誤差區域信號相關的和信號。
在本發明中，通過使用區域比技術，即與標準位置誤差區域相關的和及與正交位置誤差區域相關的和除以與相位區域相關的和，可去除鎖相環與自動增益控制。通過用相位區域和除每個位置誤差區域的和，本發明對這些和進行歸一化且消除了對所有3個區域公共的增益因子。除法電路566執行相位區域和除標準位置誤差區域和的除操作，產生第1位置誤差信號估值。除法電路568執行相位區域和除正交位置誤差區域和的除法操作，產生第2位置誤差信號估值。第1與第2位置誤差信號估值用公知技術組合以確定讀寫頭在記錄道中的位置。
由本發明示於圖14的解調器進行的歸一化消除因解調硬體可能產生的位置誤差採樣中的某些誤差。為說明這點，模-數轉換器524產生的採樣讀數據可如下確定y*(t)=Y(t)·δ(t-nTs)式(1)式中，y*(t)是採樣的讀數據，Y(t)是模-數轉換器524接收的放大信號，t是時間，δ是脈衝函數，n是採樣數，(TS)是採樣時鐘周期。
採樣值與校正值相乘並對乘積求和的步驟可如下式所示 式中，Sx是圖14加法電路546產生的和，Rn是與第n個採樣值相關的校正值，N是整個區的採樣數。在圖14中，式(2)的和是在3個分隔區中取得的。從而，讀信號可如下分成3部分YnPEF(t)=AnPEFf(t)式(3)YqPEF(t)=AqPEFf(t)式(4)YPF(t)=APFf(t)式(5)其中YnPEF(t)是來自標準位置誤差區域的讀信號，AnPEF(t)是標準位置誤差區域中讀信號的幅值，f(t)是表示所有3個區域中讀信號的通用函數，YqPEF(t)是來自正交位置誤差區域的讀信號部分，AqPEF(t)是正交位置誤差區域中讀信號的幅值，YPF(t)是相位區域讀信號，APF是相位區域讀信號的幅值。
對式(2)、(3)和(5)進行組合，圖14除法電路566進行的除法可表示如下 式中，PES1是除法電路556產生的第1位置誤差信號估值。
假定f(t)在標準位置誤差區域與相位區域是相同的且在該兩區域中採樣時鐘相位相同，要求標準位置誤差區域中所用的校正值與相位區域中所用的校正值匹配，則式(6)可簡化為 類似地，除法電路568執行的除法可表示為 式中，PES2表示除法電路568產生的第2位置誤差信號。利用上述假設，式(8)可簡化為 式(7)與式(9)表示，通過除法電路566與568進行的除法運算，可去除f(t)中始終出現的任何誤差。此外，若一個伺服區中的各區域採樣周期相同，則在式(7)及(9)中可消去採樣周期Ts，因而可知，只要在單個伺服區中各區域採樣周期一致，並不要求各伺服區的採樣周期均相同。這樣，就不需要各伺服區採樣時鐘相同，因而不需要高精度的鎖相環。代之以，如圖14所示，可使用一致的觸發振蕩器。應注意，只要Rn在伺服區的各區域中是一致的，Rn可取任何值。這樣，Rn可選擇成排除噪聲採樣值，而不影響位置誤差信號估值。此外，可在不同伺服區使用不同Rn值，使解調器性能最佳。
即使本發明，某些誤差也可對位置誤差信號估值產生負面影響。詳細說，若觸發振蕩器的頻率在相位區域的差異甚於在位置誤差區域，或各觸發振蕩器在區域不同的相對時間啟動，則位置誤差信號估值中可產生誤差。這些影響可由下式得出 式中，累加值相除表示誤差係數，它與標準位置誤差區域信號幅值與相位區域信號幅值的比值相乘。在式(10)中，TE表示標準位置誤差區域的採樣周期與相位區域採樣同期的差，SE表示觸發振蕩器在標準位置誤差區域啟動與在相位區域啟動時的啟動誤差。可對PES2寫出類似等式，描述觸發振蕩器526引入第2位置誤差信號估值的誤差。根據上述式子，本發明發現為使解調誤差小於記錄道寬度的1％，啟始時間差應小於數據周期的約0.7％。
本發明也可實施為模擬解調器700，其框圖示於圖17。在解調器700中，序列發生器702接收圖2的放大信號252，該序列發生器為解調器700的其餘部分提供不同定時信號。序列發生器702基於放大信號252產生這些定時信號。其一個例子示於圖18-1的定時圖。序列發生器702產生的兩個信號是示於圖18-3定時圖的壓控振蕩器(VC0)使能信號704與示於定時圖18-4的壓控振蕩器(VCO)啟動信號706。VCO使能信號704提供給觸發振蕩器708產生示於圖18-2的乘法時鐘信號710。觸發振蕩器708也從序列發生器702接收VCO啟動信號706。VCO使能信號704為高電平，觸發振蕩器708在VCO啟動信號706變高后開始產生乘法時鐘信號710。觸發振蕩器708繼續產生乘法時鐘信號710直到VCO使能信號704返回低電平。在本發明多數實施例中，乘法時鐘信號710是在負與正電平間振蕩的方波時鐘信號。
通過VCO使能信號704與VCO啟動信號706，序列發生器702在伺服區域的各區中再啟動時鐘信號710。具體而言，在讀寫頭每次進入相位區域、標準位置誤差區域和正交位置誤差區域時再啟動時鐘信號710。序列發生器702根據各區的第1組轉換產生VCO使能信號704與VCO啟動信號706。序列發生器702使用相位區域的第1組轉換及與標準位置誤差區域與正交位置誤差區域的振蕩觸發部分(例如圖9的振蕩觸發部分414與416)關聯的各組轉換。因序列發生器702利用徑向相干轉換以啟動觸發振蕩器708，觸發振蕩器708產生的時鐘信號，在各區域中對放大信號252具有相同起始相位關係，而不管讀寫頭的徑向位置。
在本發明中，乘法時鐘信號710的頻率不必與放大信號252的基頻相同。此外，也不必是放大信號252基頻的整數倍。
乘法時鐘信號710與放大讀信號252均提供至乘法器712，後者把該兩信號相乘以提供模擬乘積信號714。模擬乘積信號714可分成表示與伺服區的相位區域、標準位置誤差區域、正交位置誤差區域相應的放大信號252的3部分。
在示於圖18-5的定時圖的VCO啟動信號706與積分器使能信號718的控制下，積分器716把乘積信號714的各部分進行積分。在乘積信號714的各部分起始部分，VCO啟動信號706使積分器716復位。積分器使能信號718在乘積信號714的各部分短時間使積分器716能工作。在一個實施例中，使積分器716能工作的期間排除相位區域的起始和末尾轉換、標準位置誤差區域的零圖案部分及正交位置誤差區域的零圖案部分。在該實施例中，積分期間在乘積信號714的各部分中均相同。從而，與相位區域關聯的各部分乘積信號714的積分期間與標準位置誤差區域與正交位置誤差區域的積分期間相同。
每次積分後，積分器716在其輸出端產生被積函數720序列產生的模擬值。被積函數720序列中的第1被積函數是相位區域被積函數，由多路轉換器722導至模擬相位區域採樣和保持電路724。多路轉換器722根據圖18-6所示的多路轉換器控制信號726把該被積函數導至相位區域採樣和保持電路724。在積分器716對相位區域產生被積函數期間多路轉換器控制信號726為高電平，在積分器716為標準位置誤差區域與正交位置誤差區域產生被積函數期間，多路轉換器控制信號726為低電平。
相位區域採樣和保持電路724從序列發生器702接收相位載入信號728與相位復位信號730。相位載入信號728與相位復位信號730分別示於圖18-9與圖18-10。相位復位信號730在積分器716剛要產生相位被積函數前使相位區域採樣和保持電路724復位。相位載入信號728在積分器716剛產生相位被積函數後，把相位區域採樣和保持電路724置於從多路轉換器722接收相位被積函數的狀態。上述情況示於圖18-9與圖18-5，其中，就在積分器使能信號718對相位區域變低電平時，相位載入信號728變高電平。一旦相位區域被積函數載入相位區域採樣和保持電路724，相位區域採樣和保持電路724在其輸出端732產生相位被積函數直到其復位。
在相位區被積函數後，積分器716產生標準位置誤差區域被積函數。該被積函數由多路轉換器722轉送至位置誤差信號採樣和保持電路734。由分別示於圖18-7與18-8的PES載入信號736與PES復位信號738控制位置誤差信號採樣與保持電路734。PES復位信號在標準位置誤差區域被積函數剛產生前使PES採樣與保持電路734復位。從而使可能保持任何先前值的PES採樣和保持電路734清零。PES載入信號736設定PES採樣和保持電路734使其接收多路轉換器722產生的被積函數。就在積分器使能信號718變低電平時，PES載入信號736對標準位置誤差區域變高電平。從而，積分器716-產生標準位置誤差區域被積函數，PES載入信號736就變成高電平。位置誤差信號採樣和保持電路734在其輸出端740保持標準位置誤差區域被積函數直至由PES復位信號738復位。
向除法電路742提供採樣和保持電路724與734的輸出732與740，該除法電路進行標準位置誤差區域被積函數除以相位區域被積函數的除法運算。在除法電路輸出端744上產生第1位置誤差信號估值，向模-數轉換器746提供以產生第1數字位置誤差信號估值。
PES復位信號738在積分器716剛產生正交位置誤差區域被積函數前使PES採樣和保持電路734復位。然後，PES載入信號736設定PES採樣和保持電路734，以便在其輸出端740接收正交位置誤差區域被積函數並保持該被積函數。除法電路742把正交位置誤差區域被積函數除以相位區域被積函數以產生向模-數轉換器746提供的第2位置誤差信號估值。模-數轉換器746把第2位置誤差信號估值轉換成第2數字位置誤差信號估值。在本發明的數字版本中，標準位置誤差信號被積函數與正交位置誤差信號被積函數除以相位區域被積函數排除了伺服系統引入各被積函數的公共誤差。這使本發明可去除AGC電路與鎖相環。
圖19表示圖17的除去電路742的一個實施例。在圖19中，向運算放大器750的反相輸入端提供位置誤差信號採樣和保持電路734的輸出740。運放750的輸出饋送至乘法器752，乘法器也接收相位區域採樣和保持電路724的輸出732。乘法器752的輸出向放大器750的同相輸入端提供。
雖然上述模擬解調器700的描述是在位置誤差區域被積函數被相位區域被積函數除前，模擬值不轉換成數字值，但在其它實施例中被積函數可在積分器716後的任意點轉換成數字值。
總之，本發明提供一種根據讀取頭110經過相位區域404與位置誤差區域408、410時由該讀取頭110產生的伺服信號522，確定所述讀取頭110在存儲媒體106上的位置的方法。該方法包括對與所述相位區域404關聯的伺服信號452的一部分456執行一組解調操作542、546、712、716以產生相位區域值732的步驟。該方法還包括對與所述位置誤差區域408、410關聯的伺服信號452的一部分458、460執行一組解調操作542、546、712、716以產生位置誤差區域值並用所述相位區域值除所述位置誤差區域值，產生表示讀取頭在所述存儲媒體上位置的位置誤差估值744的步驟。
本發明還包括確定表示讀取頭110在存儲媒體106上位置的位置誤差信號744的方法。該方法包括讀取頭110經相位區域404以產生相位區域信號456及產生具有部分相位區域信號456設定的相位的相位區域解調信號710、Rn。讀取頭110然後經位置誤差區域408、410以產生位置誤差區域信號456、460。產生具有位置誤差區域信號458、460的一部分462、466設定的相位的位置誤差區域解調信號710、Rn。解調的相位區域信號710、Rn用於解調相位區域信號456以產生相位區域歸一化因子732。解調的位置誤差區域信號710、Rn用於解調位置誤差區域信號458、460以產生未換算的位置誤差信號值。由歸一化因子732除未換算的位置誤差信號值，產生定標的位置誤差值744。
本發明還包含一種用於伺服信號450、452、454以產生位置誤差信號值744的解調電路520、700。該解調電路包括校正電路540、542、708、712，用於校正相位區域信號456、470、490與位置誤差區域信息458、460、472、474、492、494，產生經校正的相位區域信號與經校正的位置誤差區域信號。該解調電路還包括加法電路546、716，耦聯至所述校正電路，可隨時間累加所述經校正的相位區域信號以產生歸一化因子並可隨時間累加所述位置誤差區域信號以產生未換算的位置誤差區域值。除法電路566、568、742，可接收所述歸一化因子732與未換算的位置誤差區域值並可用歸一化值除未換算的位置誤差區域值，產生位置誤差信號值744。
雖然對消除鎖相環與自動增益控制作了描述，但本領域技術人員理解，本發明可用於保留鎖相環與自動增益控制的盤驅動器。
應理解，雖然以上結合本發明各實施例的結構和功能的詳述，已說明本發明各實施例的種種特徵和優點，但這種揭示僅是為了說明，在本發明的原理及所附權利要求廣義表示的範圍中，可尤其對部件的結構和配置作出改變。例如，不脫離本發明的精神，取決於具體應用，可順序用相同電路或通過並行電路進行相位和位置誤差的解調。也可作出其它修改。
權利要求
1．一種根據讀取頭經過存儲媒體上的相位區域與位置誤差區域時由該讀取頭產生的伺服信號，確定所述讀取頭在存儲裝置中的存儲媒體上的位置的方法，其特徵在於，該方法包括下述步驟(a)對與所述相位區域關聯的部分伺服信號執行一組解調操作以產生相位區域值；(b)對與所述位置誤差區域關聯的部分伺服信號執行一組解調操作以產生位置誤差區域值；(c)用所述相位區域值除所述位置誤差區域值，產生表示讀取頭在所述存儲媒體上位置的位置誤差估值。
2．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述讀取頭經過第2位置誤差區域，該方法還包括下述步驟(d)對與所述第2位置誤差區域關聯的部分伺服信號執行一組解調操作，產生第2位置誤差區域值；(e)用所述相位區域值除所述第2位置誤差區域值，產生表示所述讀取頭在所述存儲媒體上位置的第2位置誤差估值。
3．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述對部分伺服信號執行一組解調操作的步驟包括下述步驟(a)(1)採樣該部分伺服信號產生信號採樣序列；(a)(2)把所述信號採樣序列與校正值序列相乘，產生經校正值的序列；(a)(3)累加經校正值序列中的經校正值。
4．如權利要求3所述的方法，其特徵在於，所述校正值序列至少包含一個零。
5．如權利要求4所述的方法，其特徵在於，所述相乘步驟(a)(2)包含把小幅值的信號採樣值與零校正值相乘的步驟。
6．如權利要求4所述的方法，其特徵在於，所述相乘步驟(a)(2)包含如果信號採樣值取自所述伺服信號的低於峰值的肩部則把信號採樣值乘零校正值的步驟。
7．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述步驟(a)包含下述步驟(a)(1)把所述伺服信號部分與校正信號相乘，產生經校正的信號；(a)(2)對所述經校正的信號進行積分。
8．如權利要求7所述的方法，其特徵在於，所述位置誤差區域值與相位區域值是模擬值，所述用相位區域值除位置誤差區域值是模擬操作。
9．一種用於解調數據存儲裝置中的伺服信號以產生誤差信號值的解調電路，該伺服信號包含相位區域信號和位置誤差區域信號，其特徵在於，該解調電路包括校正電路，可接收並至少部分校正相位區域信號與位置誤差區域信息，產生經校正的相位區域信號與經校正的位置誤差區域信號；加法電路，耦聯至所述校正電路，可隨時間累加所述經校正的相位區域信號以產生歸一化因子並可隨時間累加所述位置誤差區域信號以產生未換算的位置誤差區域值；除法電路，可接收所述歸一化因子與未換算的位置誤差區域值並可用歸一化因子除未換算的位置誤差區域值，產生位置誤差信號值。
10．如權利要求9所述的解調電路，其特徵在於，所述加法電路包含模擬積分器。
全文摘要
產生位置誤差估算的方法產生相位區域信號(470)與位置誤差區域信號(472、474)。對該相位區域信號(470)執行一組操作(524、542、546、712、716)並對位置誤差區域信號(472、474)執行同一組操作。用對相位區域信號執行的一組操作所得結果除對位置誤差區域信號執行的一組操作所得結果。相除結果是位置誤差估值。此外,還提供用於區域比的解調電路。
文檔編號G11B5/55GK1301386SQ99806368
公開日2001年6月27日 申請日期1999年4月29日 優先權日1998年5月21日
發明者T·F·埃利斯, A·H·薩克斯 申請人:西加特技術有限責任公司