交錯並聯三相pfc電路的製作方法
2023-10-06 03:27:14
專利名稱：交錯並聯三相pfc電路的製作方法
技術領域：
本實用新型涉及一種交錯並聯三相PFC電路。
背景技術：
在綠色能源觀念深入人心的今天，功率因數校正已成為電源中的不可或缺的一部分。單相功率因數校正技術應用已經非常成熟，IOOff-4000W的單相PFC電源已產品化。隨著現代供電系統對汙染電網的三相交流輸入設備的要求提高，大功率整流電源採用三相PFC技術將是必然趨勢。傳統意義上的增大功率有兩種方法一是保持器件數量不變，增加器件容量。即功率管電壓電流應力增大，電感、電容的容量和體積增大；二是簡單的並管。即將原本的一個器件替換成兩個器件並聯，達到降低應力的目的。此兩種傳統方法都會帶來輸入電流紋波增大，濾波器設計困難，發熱器件集中導致熱設計困難，電源體積變大等缺點。
發明內容本實用新型的目的在於提供了一種減少電磁幹擾，減小濾波器體積適用於大功率交錯並聯三相PFC電路。為達到發明目的本實用新型採用的技術方案是交錯並聯三相PFC電路,其特徵在於其由兩個Vienna變換器組成,所述Vienna變換器是三相三開關三電平PFC結構，第一 Vienna變換器的三相輸入分別連接第二 Vienna變換器的三相輸入，第一 Vienna變換器的三電平輸出分別連接第二 Vienna變換器的三電平輸出，所述第一 Vienna變換器和第二 Vienna變換器均包括三個雙向開關，所述雙向開關均由獨立的電感的電流大小控制開通和關斷，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第二 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間超前或滯後所述第二 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間半個周期時間。進一步，所述第一 Vienna變換器的電路包括第一雙向開關、第二雙向開關、第三雙向開關以及由第一電容、第二電容串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第一二極體和第二二極體的串聯電路、由第三二極體和第四二極體的串聯電路、以及由第五二極體和第六二極體的串聯電路；所述第一雙向開關與第一電感串聯，所述第一電感的另一端與電源的A相連接，所述第二雙向開關與第二電感串聯，所述第二電感的另一端與電源的B相連接，所述第三雙向開關與第三電感串聯，所述第三電感的另一端與電源的C相連接，所述第一雙向開關、第二雙向開關和第三雙向開關的另一端均連接於所述第一電容和第二電容之間的中間節點上；所述第一電感和所述第一雙向開關之間的中間節點連接於所述第一二極體和所述第二二極體之間的中間節點上，所述第二電感和所述第二雙向開關之間的中間節點連接於所述第三二極體和所述第四二極體之間的中間節點上；所述第三電感和所述第三雙向開關之間的中間節點連接於所述第五二極體和所述第六二極體之間的中間節點上。進一步，所述第二 Vienna變換器的電路包括第四雙向開關、第五雙向開關、第六雙向開關以及由第三電容、第四電容串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第七二極體和第八二極體的串聯電路、由第九二極體和第十二極體的串聯電路、以及由第十一二極體和第十二二極體的串聯電路；所述第四雙向開關與第四電感串聯，所述第四電感的另一端與電源的A相連接，所述第五雙向開關與第五電感串聯，所述第五電感的另一端與電源的B相連接，所述第六雙向開關與第六電感串聯，所述第六電感的另一端與電源的C相連接，所述第四雙向開關、第五雙向開關和第六雙向開關的另一端均連接於所述第三電容和第四電容之間的中間節點上；所述第四電感和所述第四雙向開關之間的中間節點連接於所述第七二極體和所述第八二極體之間的中間節點上，所述第五電感和所述第五雙向開關之間的中間節點連接於所述第九二極體和所述第十二極體之間的中間節點上；所述第六電感和所述第六雙向開關之間的中間節點連接於所述第十一二極體和所述第十二二極體之間的中間節點上。進一步，所述雙向開關是由兩個開關管反向串聯組成，所述開關管上並聯有二極體，所述二極體是寄生二極體或複合二極體。或者，所述雙向開關是由一個整流橋和一個開關管組成，所述整流橋與開關管的輸出是並聯的。進一步，所述開關管是MOS管或是IGBT。進一步,所述第一 Vienna變換器的A相驅動信號與第二 Vienna變換器的A相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° ;第一 Vienna變換器的B相驅動信號與第二 Vienna變換器的B相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° ；第一 Vienna變換器的C相驅動信號與第二 Vienna變換器的C相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180°。本實用新型的技術構思為通過兩個變換器的並聯，使得開關管和二極體的電流應力降低；通過交錯並聯技術(相位錯開180° )，第一 Vienna變換器的輸入電流波動與第二 Vienna變換器的輸入電流波動互補,從而降低總的輸入電流波動。降低輸入電流波動，意味著濾波器噪聲的幅值減小，從而使得濾波器體積變小成為可能；通過交錯並聯技術，第一 Vienna變換器的輸出電壓高頻波動與第二 Vienna變換器的輸出電壓高頻波動互補，從而降低總的輸出電壓聞頻波動，降低幹擾。本實用新型的有益效果為通過兩個變換器的並聯，使得開關管和二極體電流應力降低一半，可使用傳統半導體器件；通過交錯並聯技術，總輸入電流波動減小，從而減少電磁幹擾，減小濾波器體積；用兩個分散的發熱器件代替一個集中的發熱器件，在總熱量沒增加的基礎上可方便PCB布局和熱設計。另外本實用新型實現了輕載時輸入電流連續，減少了幹擾。
圖I是本實用新型的電路示意圖。圖2是本實用新型的Vienna變換器的電路示意圖。圖3是本實用新型的雙向開關的第一種結構示意圖。[0017]圖4是本實用新型的雙向開關的第二種結構示意圖。圖5是本實用新型第一種實施例的電路示意圖。圖6是本實用新型對A相電流交錯效果的示意圖。圖7是本實用新型第二種實施例的電路示意圖。圖8是本實用新型第三種實施例的電路示意圖。
具體實施方式
下面結合具體實施例來對本實用新型進行進一步說明，但並不將本實用新型局限於這些具體實施方式
。本領域技術人員應該認識到，本實用新型涵蓋了權利要求書範圍內所可能包括的所有備選方案、改進方案和等效方案。·實施例一參照圖1-5，交錯並聯三相PFC電路，其由兩個Vienna變換器組成，所述Vienna變換器是三相三開關三電平PFC結構，第一 Vienna變換器的三相輸入分別連接第二 Vienna變換器的三相輸入，第一 Vienna變換器的三電平輸出分別連接第二 Vienna變換器的三電平輸出，所述第一 Vienna變換器和第二 Vienna變換器均包括三個雙向開關，所述雙向開關均由獨立的電感的電流大小控制開通和關斷，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第二 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間超前或滯後所述第二 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間半個周期時間。所述第一 Vienna變換器的電路包括第一雙向開關SI、第二雙向開關S2、第三雙向開關S3以及由第一電容Cl、第二電容C2串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第一二極體Dl和第二二極體D2的串聯電路、由第三二極體D3和第四二極體D4的串聯電路、以及由第五二極體D5和第六二極體D6的串聯電路；所述第一雙向開關SI與第一電感LI串聯,所述第一電感LI的另一端與電源的A相連接,所述第二雙向開關S2與第二電感L2串聯，所述第二電感L2的另一端與電源的B相連接，所述第三雙向開關S3與第三電感L3串聯，所述第三電感L3的另一端與電源的C相連接，所述第一雙向開關SI、第二雙向開關S2和第三雙向開關S3的另一端均連接於所述第一電容Cl和第二電容C2之間的中間節點上；所述第一電感LI和所述第一雙向開關SI之間的中間節點連接於所述第一二極體Dl和所述第二二極體D2之間的中間節點上，所述第二電感L2和所述第二雙向開關S2之間的中間節點連接於所述第三二極體D3和所述第四二極體D4之間的中間節點上；所述第三電感L3和所述第三雙向開關S3之間的中間節點連接於所述第五二極體D5和所述第六二極體D6之間的中間節點上。所述第二 Vienna變換器的電路包括第四雙向開關S4、第五雙向開關S5、第六雙向開關S6以及由第三電容C3、第四電容C4串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第七二極體D7和第八二極體D8的串聯電路、由第九二極體D9和第十二極體DlO的串聯電路、以及由第i^一二極體Dll和第十二二極體D12的串聯電路；所述第四雙向開關S4與第四電感L4串聯，所述第四電感L4的另一端與電源的A相連接，所述第五雙向開關S5與第五電感L5串聯，所述第五電感L5的另一端與電源的B相連接，所述第六雙向開關S6與第六電感L6串聯，所述第六電感L6的另一端與電源的C相連接，所述第四雙向開關S4、第五雙向開關S5和第六雙向開關S6的另一端均連接於所述第三電容C3和第四電容C4之間的中間節點上；所述第四電感L4和所述第四雙向開關S4之間的中間節點連接於所述第七二極體D7和所述第八二極體D8之間的中間節點上，所述第五電感L5和所述第五雙向開關S5之間的中間節點連接於所述第九二極體D9和所述第十二極體DlO之間的中間節點上；所述第六電感L6和所述第六雙向開關S6之間的中間節點連接於所述第十一二極體Dll和所述第十二二極體D12之間的中間節點上。所述雙向開關是由兩個開關管反向串聯組成，所述開關管上並聯有二極體，所述二極體是寄生二極體或複合二極體。所述開關管是MOS管或是IGBT。所述第一 Vienna變換器的A相驅動信號PWM_A1與第二 Vienna變換器的A相驅動信號PWM_A2同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° ;第一 Vienna變換器的B相驅動信號PWM_B1與第二 Vienna變換器的B相驅動信號PWM_B2同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° 』第一 Vienna變換器的C相驅動信號PWM_C1與第二 Vienna變換器的C相驅動信號PWM_C2同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180°。本實施例按照三相平衡的原則電路中的電感L1-L6相同，二極體D1-D12相同，且為快恢復二極體。雙向開關管S1-S3相同，母線電容C1-C4相同。其中母線電容本質上只有兩個電容Cl、C2，起串聯均分母線電壓的作用。在具體電路表現中，母線電容可以是2個、4個、6個也可以是8個。其數量為2N個(N為大於I的整數)，特點在於N個電容並聯，陽極接HV+，陰極GND兩端，另外N個電容也並聯，陽極接GND，陰極接HV-。本實施例採用4個電容，目的在於方便理解兩個Vienna變換器的交錯並聯。Vienna變換器的工作原理是以A相為例，當A相電壓為正，SI開通時，VA對LI充電，電感電流ILl上升，Dl承受反壓斷開，Cl電壓下降；S1關斷時，LI電感兩端電壓反向，VA和VLl共同通過Dl對Cl充電，電感電流ILl下降，Cl電壓上升。當A相電壓為負，SI開通時，VA對LI充電，電感電流ILl負方向上升，D2承受反壓斷開，C2電壓下降；S1關斷時，LI電感兩端電壓反向，VA和VLl共同通過D2對C2充電，電感電流ILl負方向下降，C2電壓上升。A相電流通過SI的通斷控制，使得電感電流ILl波形跟隨輸入電壓VA波形，達到功率因數校正的目的。B相、C相工作原理與A相一致。A、B、C三相各自獨立工作，工頻上相位與電網一致，依次錯開120°。雙向開關的作用是在正負兩個電流方向上，能通過開關信號，正確的控制通道的開通與關斷。無論a b兩點(如圖3、圖4標註)的電位差是正還是負，當MOS管有驅動信號時，電流都能從高電位流向低電位。當MOS管無驅動信號時，a b兩點之間無電流通過。本實施例的工作原理是A、B、C三相獨立工作，即PWM_A1、PWM_A2、PWM_B1、PWM_B2、PWM_C1、PWM_C2的驅動信號分別根據L1-L6的電流來控制，使LI和L4的電流波形跟隨A相電壓VA，L2和L5的電流波形跟隨B相電壓VB，L3和L6的電流波形跟隨C相電壓VC0總體上，LI和L4的電流和即為A相電流IA，L2和L5的電流和即為B相電流IB，L3和L6的電流和即為C相電流1C。IA、IB、IC都為正弦，且由於採用交錯並聯技術，電流紋波也大大減小。其中PWM_A1周期超前或滯後PWM_A2 180°，PWM_B1周期超前或滯後PWM_B2180°，PWM_C1 周期超前或滯後 PWM_C2 180°。參照圖6，對A相電流交錯效果的示意圖。以A相為例當第一 Vienna變換器的A相開關Q1、Q2導通時，電感LI電流上升，Q1、Q2關斷時，電感LI電流下降。由於第二 Vienna變換器與第一 Vienna變換器周期交錯180°。第二 Vienna變換器的A相開關Q7、Q8的PWM波超前或滯後開關Q1、Q2的PWM波180度。使得電感電流ILl上升時，電感電流IL4下降。電感電流ILl下降時，電感電流IL4上升。則A相總輸入電流波動就大大減小，B、C相同樣如此。總輸入電流波動降低，同樣對濾波器體積的減小和設計大有好處。實施例二參照圖7，本實施例與實施例一的不同之處在於所述雙向開關是由一個整流橋和一個開關管組成，所述整流橋與開關管的輸出是並聯的。其餘結構和功能均與實施例一相同。實施例三參照圖8，本實施例與實施例一的不同之處在於所述雙向開關是由一個整流橋和一個開關管組成，所述整流橋與開關管的輸出是並聯的。而且不是電感與雙向開關的中間節點連接在串聯的兩二極體之間的中間節點上，而是將所述雙向開關的開關管的兩端連接在串聯的兩二極體之間。其餘結構和功能均與實施例一相同。
權利要求1.交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於其由兩個Vienna變換器組成，所述Vienna變換器是三相三開關三電平PFC結構，第一 Vienna變換器的三相輸入分別連接第二 Vienna變換器的三相輸入，第一 Vienna變換器的三電平輸出分別連接第二 Vienna變換器的三電平輸出，所述第一 Vienna變換器和第二 Vienna變換器均包括三個雙向開關，所述雙向開關均由獨立的電感的電流大小控制開通和關斷，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第二 Vi enna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第一 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間超前或滯後所述第二 Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間半個周期時間。
2.根據權利要求I所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述第一Vienna變換器的電路包括第一雙向開關、第二雙向開關、第三雙向開關以及由第一電容、第二電容串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第一二極體和第二二極體的串聯電路、由第三二極體和第四二極體的串聯電路、以及由第五二極體和第六二極體的串聯電路；所述第一雙向開關與第一電感串聯，所述第一電感的另一端與電源的A相連接，所述第二雙向開關與第二電感串聯，所述第二電感的另一端與電源的B相連接，所述第三雙向開關與第三電感串聯，所述第三電感的另一端與電源的C相連接，所述第一雙向開關、第二雙向開關和第三雙向開關的另一端均連接於所述第一電容和第二電容之間的中間節點上；所述第一電感和所述第一雙向開關之間的中間節點連接於所述第一二極體和所述第二二極體之間的中間節點上，所述第二電感和所述第二雙向開關之間的中間節點連接於所述第三二極體和所述第四二極體之間的中間節點上；所述第三電感和所述第三雙向開關之間的中間節點連接於所述第五二極體和所述第六二極體之間的中間節點上。
3.根據權利要求I所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述第二Vienna變換器的電路包括第四雙向開關、第五雙向開關、第六雙向開關以及由第三電容、第四電容串聯後組成的輸出電容，所述輸出電容的兩端上並聯有由第七二極體和第八二極體的串聯電路、由第九二極體和第十二極體的串聯電路、以及由第十一二極體和第十二二極體的串聯電路；所述第四雙向開關與第四電感串聯，所述第四電感的另一端與電源的A相連接，所述第五雙向開關與第五電感串聯，所述第五電感的另一端與電源的B相連接，所述第六雙向開關與第六電感串聯，所述第六電感的另一端與電源的C相連接，所述第四雙向開關、第五雙向開關和第六雙向開關的另一端均連接於所述第三電容和第四電容之間的中間節點上；所述第四電感和所述第四雙向開關之間的中間節點連接於所述第七二極體和所述第八二極體之間的中間節點上，所述第五電感和所述第五雙向開關之間的中間節點連接於所述第九二極體和所述第十二極體之間的中間節點上；所述第六電感和所述第六雙向開關之間的中間節點連接於所述第十一二極體和所述第十二二極體之間的中間節點上。
4.根據權利要求廣3之一所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述雙向開關是由兩個開關管反向串聯組成，所述開關管上並聯有二極體，所述二極體是寄生二極體或複合二極體。
5.根據權利要求廣3之一所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述雙向開關是由一個整流橋和一個開關管組成，所述整流橋與開關管的輸出是並聯的。
6.根據權利要求4所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述開關管是MOS管或是IGBT。
7.根據權利要求5所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述開關管是MOS管或是IGBT。
8.根據權利要求廣3之一所述的交錯並聯三相PFC電路，其特徵在於所述第一Vienna變換器的A相驅動信號與第二 Vienna變換器的A相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° ;第一 Vienna變換器的B相驅動信號與第二 Vienna變換器的B相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180° ;第一 Vienna變換器的C相驅動信號與第二 Vienna變換器的C相驅動信號同頻率同幅值、佔空比各自獨立、相位錯開180。。
專利摘要交錯並聯三相PFC電路，其由兩個Vienna變換器組成，所述Vienna變換器是三相三開關三電平PFC結構，第一Vienna變換器的三相輸入分別連接第二Vienna變換器的三相輸入，第一Vienna變換器的三電平輸出分別連接第二Vienna變換器的三電平輸出，所述第一Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第二Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間相同，所述第一Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間超前或滯後所述第二Vienna變換器的三個雙向開關的周期開始和結束時間半個周期時間。
文檔編號H02M1/44GK202679237SQ20122030081
公開日2013年1月16日 申請日期2012年6月23日 優先權日2012年6月23日
發明者孫濤, 郭衛農 申請人:杭州中恆電氣股份有限公司