可補償片上lc網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置的製作方法

2023-10-09 17:22:49

專利名稱：可補償片上lc網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置的製作方法
技術領域：
本發明屬於超外差式接收機鏡像抑制技術領域，尤其涉及用片上自動Q值調諧電路控制負阻值來自動補償LC網絡損耗的一種鏡像抑制濾波裝置。
背景技術：
在各種接收機結構中，傳統的超外差式接收機具有最優的性能。但超外差式接收機難以集成在同一塊晶片上，集成度不高，其主要原因在於超外差式接收機存在鏡像信號抑制問題。為了在最壞的情況下依然具有良好的性能，接收機必須具有足夠高的鏡像信號抑制率，一般要求鏡像信號抑制率必須達到60-70dB。對鏡像信號的抑制是由鏡像抑制濾波器來完成的，在高頻的情況下要達到這麼高的抑制率，對濾波器的要求是很高的。而且，當接收機發生信道切換時，鏡像抑制濾波器的中心頻率還應該跟著切換，即鏡像抑制濾波器的中心頻率應是可調的。由於上面所說的這些原因，將鏡像抑制濾波器集成在矽片上是很困難的，一般採用分立元件來實現該濾波器。
但接收機採用外接的濾波器，不僅降低了集成度，提高了產品成本，而且由於分立元件的採用，使整個接收機系統的穩定性大大降低。更為嚴重的是，驅動這些外部低阻抗的分立元件需要消耗很大的功耗，濾波器工作頻率越高，功耗越大。另外，分立元件和集成電路之間的隔離也是一個很大的問題。
為了解決超外差式接收機難以集成的問題，人們開始研究可集成的鏡像抑制濾波器，這種高頻濾波器一般含有電感元件。在矽工藝下，由於受到各種損耗的影響，片上LC網絡的品質因子Q難以做到很高(目前片上LC網絡的品質因子Q一般小於10)。LC網絡的損耗將極大減小集成鏡像抑制濾波器的品質因子Q，降低鏡像抑制濾波器的鏡像抑制率。為了解決這種問題，可以採用負阻來補償片上LC網絡的損耗，提高鏡像抑制濾波器的鏡像抑制率。但在這種類型的濾波器中，負阻的大小必須準確控制，如果負阻提供的能量正好補償LC網絡的損耗，鏡像抑制濾波器具有優異的鏡像抑制性能；如果負阻提供的能量小於LC網絡的損耗，則鏡像抑制濾波器的品質因子提高有限，鏡像抑制性能並不會提高很多；如果負阻提供的能量大於LC網絡的損耗，則該鏡像抑制濾波器將成為振蕩器而不能穩定工作。由於集成電路的工藝偏差，能夠正好補償LC網絡損耗的負阻值很難準確確定，因此實用的鏡像抑制濾波器需要一個片上自動Q值調諧電路來控制負阻值，使得負阻提供的能量正好補償LC網絡的損耗，讓鏡像抑制濾波器具有優良的鏡像抑制率。
本發明提出了一種可補償片上LC網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置。該裝置由三部分組成低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器和片上自動Q值調諧電路，它能夠同時實現對射頻信號進行低噪聲放大和鏡像抑制的功能。通過採用互耦對形成的負阻來補償片上LC網絡的損耗，可以大大提高LC網絡的品質因子，從而提高該裝置的鏡像抑制性能。互耦對所提供的能量大小由片上自動Q值調諧電路控制的數控電流源來調節，通過採用逐次逼近算法可以搜尋到數控電流源的最優控制值，在該控制值下，鏡像抑制濾波器中LC網絡的損耗得到最優的補償，從而使得該裝置達到最優的鏡像抑制性能。

發明內容
本發明的目的在於提出一種用片上自動Q值調諧電路來自動控制用互耦對形成的負阻的負阻值以補償片上LC網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置，以提高超外差接收機中低噪聲放大器的鏡像抑制性能。
本發明的特徵在於片上含有依次串接的低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器以及自動Q值調諧電路，其中低噪聲放大器，含有MOS電晶體(M0)，柵極依次串接電感(Lg1)、電容(Cp1)後接輸入電壓Vin+，該(M0)管的源極接電感(Ls1)；MOS電晶體(M1)，柵極依次串接電感(Lg2)、電容(Cp2)後接輸入電壓Vin-，該(M1)管的源極接電感(Ls2)；所述(M0)管的柵極和(M1)管的柵極之間依次串接著電阻(RB1)和電阻(RB2)，串接點上有直流偏壓(VB)；尾電流源(IS)，一端同時與電感(Ls1)、(Ls2)的另一端相連，而尾電流源(IS)的另一端接地；MOS電晶體(M2)，漏極作為該低噪聲放大器的一個輸出端(Vout-)，又同時連接著電感(Ld1)，柵極與該電感(Ld1)的另一端共同接電源(VDD)，而該(M2)的源極和所述(M0)管的漏極相連後構成該(M0)管輸出電流的分流點(X)；MOS電晶體(M3)，漏極作為該低噪聲放大器的另一個輸出端(Vout+)，同時該漏極又連接著一個電感(Ld2)，柵極與該電感(Ld2)的另一端相連後接電源(VDD)，而該(M3)的源極和所述(M1)管的漏極相連後構成該(M1)管的輸出電流的分流點(Y)；鏡像抑制濾波器，含有構成互耦對的MOS電晶體(M4)和(M5)，所述(M4)管的源極和(M5)管的源極相連後接地，該(M4)管的柵極與(M5)管的漏極相連，而(M5)管的柵極與(M4)管的漏極相連，所述(M4)管的漏極、(M5)管的漏極分別構成包絡信號輸出端(M)和(N)，所述(M)、(N)兩端分別與二極體(D1)和(D2)的正極相連，而該兩個二極體(D1)、(D2)的負極相連後接鏡像頻率控制電壓輸入端(VFC)；第一LC網絡，由電容(CB1)和電感(Ln2)串接而成，串接點在該(N)端，電容(CB1)的另一端與所述(X)端相連；第二LC網絡，由電容(CB2)和電感(Ln1)串接而成，串接點在該(M)端，電容(CB2)的另一端與所述(Y)端相連；數控電流源，輸入端接電源(VDD)，控制信號輸入端與所述片上自動Q值調諧電路輸出端相連，輸出端同時接所述電感(Ln1)和(Ln2)的另一端，輸出電流Iq=(i=082bi-1)I0,]]>其中I0為一個單位電流，bi為該數控電流源的9位數字控制信號中的第i位，i＝0，1，…，8；片上自動Q值調諧電路，含有包絡檢測器、比較器和數位訊號處理器，其中包絡檢測器，含有MOS電晶體(M6)，柵極與鏡像抑制濾波器中的包絡信號輸出端(N)相連；MOS電晶體(M7)，柵極與鏡像抑制濾波器中的包絡信號輸出端(M)相連，漏極與所述(M6)管的漏極相連後接電源(VDD)；電流源(IT)，一端同時與所述(M6)管的源極、所述(M7)管的源極以及電容(CT)的一端相連後構成所述包絡檢測器輸出端(T)，而電流源(IT)的另一端和電容(CT)的另一端接地；比較器，該比較器的正輸入端與所述包絡檢測器輸出端(T)相連，負輸入端接直流參考電壓(VREF)，而該比較器的輸出為一位數位訊號，高電平表示所述包絡檢測器的輸入端存在信號，鏡像抑制濾波器產生了振蕩，否則，便反之；數位訊號處理器，輸入端與所述比較器的輸出端相連，所述數位訊號處理器採用逐次逼近算法來確定所述數控電流源的9位輸入數字控制信號b0，b1，…，b8的值，所述逐次逼近算法按以下步驟進行a.在第1個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為000000000，包絡檢測器的輸入信號為0，比較器的輸出為低電平；b.在第2個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為100000000，若比較器的輸出為高電平，則關鍵數字控制信號的值應小於100000000，其最高位(b8)應為0，否則最高位(b8)應為1；c.按步驟b所述方法來判斷該數字控制信號的次高位(b7)；d.依此類推，一直到第9位(b0)為止，得到一個既不會使鏡像抑制濾波器產生振蕩，但又使互耦對提供的能量最接近於LC網絡損耗的數字控制信號值。
我們所提出的可補償片上LC網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置由三部分組成低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器和片上自動Q值調諧電路，它能夠同時實現對射頻信號進行低噪聲放大和鏡像抑制的功能。通過採用互耦對形成的負阻來補償片上LC網絡的損耗，可以大大提高LC網絡的品質因子，從而提高該裝置的鏡像抑制性能。互耦對所提供的能量大小由片上自動Q值調諧電路控制的數控電流源來調節，通過採用逐次逼近算法可以搜尋到數控電流源的最優控制值，在該控制值下，鏡像抑制濾波器中LC網絡的損耗得到最優的補償，從而使得該裝置達到最優的鏡像抑制性能。該裝置在有用信號頻率處(1.5GHz)的增益可達到20dB，而在鏡像頻率處(2.5GHz)的增益則為-49dB，因此鏡像抑制率可以達到69dB，鏡像抑制性能非常好。


圖1，本發明的電路原理圖。
具體實現方式本發明由低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器和片上自動Q值調諧電路三部分組成。其中，低噪聲放大器由四個MOS電晶體(M0-M3)、六個電感(Lg1、Lg2、Ls1、Ls2、Ld1、Ld2)、兩個電容(Cp1、Cp2)和兩個電阻(RB1、RB2)組成。它們之間的連接關係為輸入差分信號Vin+、Vin-分別接電容Cp1、Cp2的一端，Cp1的另一端接Lg1的一端，Cp2的另一端接Lg2的一端，Lg1的另一端接MOS電晶體M0的柵極和電阻RB1的一端，Lg2的另一端接MOS電晶體M1的柵極和電阻RB2的一端，RB1和RB2的另一端都接偏置電壓VB，M0的源極接電感Ls1的一端，Ls1的另一端接Ls2的一端和尾電流源IS的一端，Ls2的另一端接M1的源極，電流源IS的另一端接地，M0的漏極X接M2的源極和鏡像抑制濾波器中電容CB1的一端，M1的漏極Y接M3的源極和鏡像抑制濾波器中電容CB2的一端，M2的柵極和M3的柵極均接電源電壓VDD，M2的漏極接Ld1的一端，同時M2的漏極也作為該放大器的一個輸出端Vout-，M3的漏極接Ld2的一端，同時M3的漏極作為該放大器的另一個輸出端Vout+，Ld1的另一端和Ld2的另一端均接電源電壓VDD。
鏡像抑制濾波器由兩個MOS電晶體(M4、M5)、兩個二極體(D1、D2)、兩個電容(CB1、CB2)、兩個電感(Ln1、Ln2)和一個數控電流源Iq構成。它們之間的連接關係為M4的源極和M5的源極均接地，M4的柵極與M5的漏極、D2的正端、Ln2的一端、CB1的一端以及包絡檢測器的一個輸入端相連，M5的柵極與M4的漏極、D1的正端、Ln1的一端、CB2的一端以及包絡檢測器的另一個輸入端相連，D1的負端與D2的負端及鏡像頻率控制電壓輸入端VFC相接，Ln1的一端與Ln2的一端以及數控電流源的輸出端相連，數控電流源的輸入端接電源電壓VDD，數控電流源的控制信號來自片上自動Q值調諧電路。
片上自動Q值調諧電路由包絡檢測器、比較器和數位訊號處理器三部分構成，其中，包絡檢測器由MOS電晶體M6、MOS電晶體M7、電容CT和電流源IT組成，它們之間的連接關係為M6的柵極接鏡像抑制濾波器的輸出端N，M7的柵極接鏡像抑制濾波器的輸出端M，M6的漏極與M7的漏極相連後接電源VDD，M6的源極與M7的源極相連後同時接電流源IT的一端和電容CT的一端，該端同時作為包絡檢測器的輸出端T接比較器的正輸入端，電流源IT的另一端和電容CT的另一端均接地；比較器的負輸入端接直流參考電壓VREF，它的輸出是一位的數位訊號。該數位訊號為高電平，表明包絡檢測器的輸入存在信號，即鏡像抑制濾波器產生了振蕩；該數位訊號為低電平，則表明包絡檢測器的輸入不存在信號，鏡像抑制濾波器沒有產生振蕩；該數位訊號送給數位訊號處理器進行處理，數位訊號處理器的輸出是9位的數位訊號。
該電路的工作原理可解釋如下低噪聲放大器是電晶體源極串聯電感型共源共柵差分放大器，偏置電壓VB通過大電阻RB1、RB2給輸入電晶體M0、M1提供直流偏置，Cp1、Cp2是交流耦合電容，對直流信號起到隔直作用。Ls1、Lg1、M0和Ls2、Lg2、M1實現輸入阻抗匹配功能，Ld1、Ld2與低噪聲放大器輸出端的節點寄生電容構成負載諧振網絡，在有用信號頻帶內諧振，給該放大器提供負載。相比於電阻負載，使用電感負載可以不降低信號的有效擺幅。IS是該放大器的尾電流源。
忽略各種寄生元件，由小信號等效電路可以推導出該放大器差分輸入每一端的輸入阻抗為Zin=s(Lg+Ls)+1sCgs0,1+gm0,1Cgs0,1Ls---(1)]]>其中，Lg是輸入串聯電感Lg1、或Lg2的電感量，gm0，1是輸入電晶體M0、或M1的跨導，Ls是電晶體源極串聯電感Ls1、或Ls2的電感量，Cgs0，1是輸入電晶體M0、或M1的柵源電容。由公式(1)可以看出，通過選擇合適電感量的電晶體源極串聯電感，可以使輸入阻抗的實部在有用信號頻帶內達到50歐姆；而通過選擇合適的輸入串聯電感，可以使得輸入阻抗的虛部在有用信號頻帶內為0，這樣就實現了50歐姆輸入阻抗匹配。
當不加鏡像抑制濾波器時，該低噪聲放大器的增益等於該放大器的輸入等效跨導Gm與負載阻抗Rd的乘積，其中，輸入等效跨導Gm為Gm=gm0,10Cgs0,1(Rs+TLs)---(2)]]>其中，ω0是輸入有用信號頻率，Rs是信號源內阻，ωT＝gm01/Cgs0，1是輸入電晶體M0、或M1的特徵頻率。Rd是該放大器負載諧振網絡的等效並聯阻抗，在負載諧振網絡諧振時，Rd達到最大，這時放大器的增益可以達到最大，在其它頻率處，諧振負載和Gm均會有所減小，因此增益會逐漸下降，對有用信號頻帶外的信號起到抑制作用，但對該帶外信號的抑制率有限，因此並不能提供足夠的鏡像信號抑制率。
為了增加該放大器的鏡像信號抑制率，可以引入鏡像抑制濾波器，它可以大大減小該放大器在鏡像信號頻率處的增益，從而起到鏡像抑制作用。其工作原理可以解釋如下M0(M1)的輸出信號電流在M2(M3)源極和鏡像抑制濾波器的輸入之間進行分流，如果鏡像抑制濾波器的輸入阻抗遠小於M2(M3)的源極阻抗，則M0(M1)的輸出信號電流絕大部分流進了鏡像抑制濾波器，流進M2(M3)源極的信號電流(即流到放大器輸出端的信號電流)很小，從而急劇減小了該放大器的增益；而如果鏡像抑制濾波器的輸入阻抗遠高於M2(M3)的源極阻抗，則M0(M1)的輸出信號電流絕大部分流進M2(M3)源極，鏡像抑制濾波器的存在並不會影響該放大器的增益。因此，如果能讓鏡像抑制濾波器的輸入阻抗在鏡像信號頻率處具有很小的阻抗，而在有用信號頻率處具有很大的阻抗，那麼該低噪聲放大器在有用信號頻率處可以提供很高的增益，而在鏡像信號頻率處提供的增益非常低(實際上增益為負值，對鏡像信號起到抑制作用)，從而實現了鏡像信號抑制功能。
如果忽略M4、M5組成的互耦對，則該鏡像抑制濾波器在Y端的輸入阻抗是Ln1、CB2和二極體D1組成的LC網絡的阻抗(在X端的輸入阻抗是Ln2、CB1和二極體D2組成的LC網絡的阻抗，由於對稱性，在X端的輸入阻抗和在Y端的輸入阻抗是相同的)。在該LC網絡的諧振頻率處，輸入阻抗達到最低，而在遠離諧振頻率的地方，輸入阻抗很高。該網絡的諧振頻率應等於鏡像信號頻率，可以通過調節電壓VFC來改變二極體D1、D2的容抗從而改變該LC網絡的諧振頻率，使得該網絡的諧振頻率正好等於鏡像信號頻率。
在理想情況下，該網絡諧振時的輸入阻抗為0，這時M0(M1)的輸出信號電流全部流進鏡像抑制濾波器，沒有信號電流到達放大器的輸出端，因此對鏡像信號的抑制率為無窮大。實際上，在集成實現時，電感Ln1(Ln2)和D1(D2)的品質因子很低，因此該LC網絡存在很大的損耗，導致諧振時該網絡的輸入阻抗為一個有限值，M0(M1)的輸出信號電流中還是有很大部分流到放大器的輸出端，放大器仍具有較高的增益，因此集成實現時如果不對LC網絡的損耗進行補償，該放大器的鏡像信號抑制率將很低，不能滿足實際系統的需求。
為了提高該放大器的鏡像信號抑制率，可以採用M4、M5互耦對形成的負阻來補償鏡像抑制濾波器中LC網絡的損耗，如果M4、M5提供的能量正好補償該LC網絡的損耗，則該鏡像抑制濾波器諧振時的輸入阻抗可以達到0，對鏡像信號具有無窮大的抑制率；如果M4、M5提供的能量小於該LC網絡的損耗，則該鏡像抑制濾波器諧振時的輸入阻抗仍然為某一個有限值，對鏡像信號抑制率的改善作用並不明顯；如果M4、M5提供的能量大於該LC網絡的損耗，則該鏡像抑制濾波器成為一個負阻LC振蕩器，使得整個放大器呈現出一種不穩定狀態，無法作為放大器來使用。因此我們需要對M4、M5組成互耦對所提供的能量進行控制，使得它正好補償LC網絡的損耗。這是由片上自動Q值調諧電路來實現的。片上自動Q值調諧電路的基本工作原理是M4、M5互耦對所提供的能量大小受到數控電流源Iq的控制，通過改變Iq的大小，可以控制M4、M5互耦對所提供的能量。基於上面的論述，通過改變數控電流源的大小，可以找到使得該濾波器成為一個振蕩器所需要的最小電流，只要將數控電流源的輸出電流置為比該電流稍小的值，那麼就可以得到具有很高鏡像信號抑制率的濾波器。
由於數控電流源Iq的大小受到9位數位訊號的控制，因此我們實際上是要尋找一組關鍵數字控制信號，在該組關鍵數字控制信號作用下，數控電流源產生一個關鍵電流值Icrit，使得M4、M5互耦對所提供的能量近似補償LC網絡的損耗。當該數字控制信號的大小再加1時，鏡像抑制濾波器將成為一個振蕩器，放大器將成為不穩定的振蕩器。尋找這組關鍵數字控制信號的過程稱為搜尋過程，該過程在該結構作為放大器使用之前均要進行，搜尋完後，數控電流源的大小保持不變，該結構成為具有很高鏡像抑制率的低噪聲放大器，可以用在超外差結構的接收機中。
該搜尋過程可以採用逐次逼近算法(SAR算法)，該算法按以下步驟進行a.在第1個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為000000000，數控電流源的輸出電流等於0，互耦對不提供能量，鏡像抑制濾波器不會產生振蕩，包絡檢測器的輸入信號為0，因此比較器的輸出信號為低電平，說明關鍵數字控制信號的值大於000000000；b.在第2個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為100000000，數控電流源的輸出電流等於255I0(I0為一個單位電流)。若比較器的輸出為高電平，說明互耦對提供的能量大於LC網絡的損耗，鏡像抑制濾波器產生了振蕩，包絡檢測器的輸入信號為一個振蕩信號，這表明關鍵數字控制信號的值小於100000000，因此關鍵數字控制信號的值應小於100000000，其最高位(b8)應為0；若比較器的輸出為低電平，則最高位(b8)應為1；c.按步驟b所述方法來判斷該數字控制信號的次高位(b7)；d.依此類推，一直到第9位(b0)為止，得到一個既不會使鏡像抑制濾波器產生振蕩，但又使互耦對提供的能量最接近於LC網絡損耗的關鍵數字控制信號值，這時數控電流源的輸出電流就是我們所需要的關鍵電流Icrit。
總之，通過我們所提出的片上自動Q值調諧電路，可以使得鏡像抑制濾波器中LC網絡的損耗得到最優的補償，從而得到最優的鏡像抑制性能。
權利要求
1.可補償片上LC網絡損耗的鏡像抑制濾波裝置，其特徵在於，片上含有依次串接的低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器以及自動Q值調諧電路，其中低噪聲放大器，含有MOS電晶體(M0)，柵極依次串接電感(Lg1)、電容(Cp1)後接輸入電壓Vin+，該(M0)管的源極接電感(Ls1)；MOS電晶體(M1)，柵極依次串接電感(Lg2)、電容(Cp2)後接輸入電壓Vin-，該(M1)管的源極接電感(Ls2)；所述(M0)管的柵極和(M1)管的柵極之間依次串接著電阻(RB1)和電阻(RB2)，串接點上有直流偏壓(VB)；尾電流源(IS)，一端同時與電感(Ls1)、(Ls2)的另一端相連，而尾電流源(IS)的另一端接地；MOS電晶體(M2)，漏極作為該低噪聲放大器的一個輸出端(Vout-)，又同時連接著電感(Ld1)，柵極與該電感(Ld1)的另一端共同接電源(VDD)，而該(M2)的源極和所述(M0)管的漏極相連後構成該(M0)管輸出電流的分流點(X)；MOS電晶體(M3)，漏極作為該低噪聲放大器的另一個輸出端(Vout+)，同時該漏極又連接著一個電感(Ld2)，柵極與該電感(Ld2)的另一端相連後接電源(VDD)，而該(M3)的源極和所述(M1)管的漏極相連後構成該(M1)管的輸出電流的分流點(Y)；鏡像抑制濾波器，含有構成互耦對的MOS電晶體(M4)和(M5)，所述(M4)管的源極和(M5)管的源極相連後接地，該(M4)管的柵極與(M5)管的漏極相連，而(M5)管的柵極與(M4)管的漏極相連，所述(M4)管的漏極、(M5)管的漏極分別構成包絡信號輸出端(M)和(N)，所述(M)、(N)兩端分別與二極體(D1)和(D2)的正極相連，而該兩個二極體(D1)、(D2)的負極相連後接鏡像頻率控制電壓輸入端(VFC)；第一LC網絡，由電容(CB1)和電感(Ln2)串接而成，串接點在該(N)端，電容(CB1)的另一端與所述(X)端相連；第二LC網絡，由電容(CB2)和電感(Ln1)串接而成，串接點在該(M)端，電容(CB2)的另一端與所述(Y)端相連；數控電流源，輸入端接電源(VDD)，控制信號輸入端與所述片上自動Q值調諧電路輸出端相連，輸出端同時接所述電感(Ln1)和(Ln2)的另一端，輸出電流Iq=(i=082b1-1)I0,]]>其中I0為一個單位電流，bi為該數控電流源的9位數字控制信號中的第i位，i＝0，1，…，8；片上自動Q值調諧電路，含有包絡檢測器、比較器和數位訊號處理器，其中包絡檢測器，含有MOS電晶體(M6)，柵極與鏡像抑制濾波器中的包絡信號輸出端(N)相連；MOS電晶體(M7)，柵極與鏡像抑制濾波器中的包絡信號輸出端(M)相連，漏極與所述(M6)管的漏極相連後接電源(VDD)；電流源(IT)，一端同時與所述(M6)管的源極、所述(M7)管的源極以及電容(CT)的一端相連後構成所述包絡檢測器輸出端(T)，而電流源(IT)的另一端和電容(CT)的另一端接地；比較器，該比較器的正輸入端與所述包絡檢測器輸出端(T)相連，負輸入端接直流參考電壓(VREF)，而該比較器的輸出為一位數位訊號，高電平表示所述包絡檢測器的輸入端存在信號，鏡像抑制濾波器產生了振蕩，否則，便反之；數位訊號處理器，輸入端與所述比較器的輸出端相連，所述數位訊號處理器採用逐次逼近算法來確定所述數控電流源的9位輸入數字控制信號b0，b1，…，b8的值，所述逐次逼近算法按以下步驟進行a.在第1個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為000000000，包絡檢測器的輸入信號為0，比較器的輸出為低電平；b.在第2個時鐘周期，把數控電流源的數字控制信號置為100000000，若比較器的輸出為高電平，則關鍵數字控制信號的值應小於100000000，其最高位(b8)應為0，否則最高位(b8)應為1；c.按步驟b所述方法來判斷該數字控制信號的次高位(b7)；d.依此類推，一直到第9位(b0)為止，得到一個既不會使鏡像抑制濾波器產生振蕩，但又使互耦對提供的能量最接近於LC網絡損耗的數字控制信號值。
全文摘要
本發明屬於超外差式接收機鏡像抑制技術領域，其特徵在於，該裝置由低噪聲放大器、鏡像抑制濾波器和片上Q值自動調諧電路依次串接而成，所述片上自動Q值調諧電路由探測鏡像抑制濾波器輸出是否振蕩的包絡檢測器、比較器以及為鏡像抑制濾波器中數控電流源提供9位數字控制信號的數位訊號處理器串接而成，該數位訊號處理器採用逐次逼近算法向所述數控電流源提供關鍵數字控制信號，該信號能使鏡像抑制濾波器中的由兩個MOS管組成的互耦對所提供的能量最接近補償LC網絡的損耗，但又不至於使鏡像抑制濾波器振蕩。該方法能使鏡像抑制濾波器中的LC網絡的損耗得到最優補償，但又不至引發振蕩，使鏡像抑制性能達到最優。
文檔編號H04B1/26GK1913375SQ20061011260
公開日2007年2月14日 申請日期2006年8月25日 優先權日2006年8月25日
發明者池保勇, 王志華 申請人:清華大學