開關電源電路和隔離變換變壓器的製作方法
2023-10-10 17:55:14 2
專利名稱：開關電源電路和隔離變換變壓器的製作方法
技術領域：
本發明涉及隔離變換變壓器(insolating converter transformer)，還涉及配備有用作各種電子設備中電源的隔離變換變壓器的開關電源電路。
人們廣泛知道採用開關變換器例如反饋(flyback)變換器或正向(forward)變換器類型的開關電源電路。由於這種開關變換器以矩形波執行其開關操作，所以在抑制開關噪聲方面存在局限性。由於其操作特性，在提高功率轉換效率方面不可避免有一些限制也是明顯的。
針對上述幾點，本申請人提出了各種諧振型變換器的開關電源電路。諧振型變換器能容易獲得高功率轉換效率，並由於開關操作是以正弦波實現的，所以能實現低噪聲。也能獲得另一個優點，即電路可以由相對較少數量的部件構成。
圖7示出了根據本申請人以前提交的發明的示例性開關電源電路結構的電路圖。該電源電路配有電壓諧振型變換器，所述變換器由一個電晶體的開關元件Q1組成，以單端形式執行其自激開關操作。
在該圖所示的電源電路中，設有全波整流電路，該全波整流電路包括充當整流濾波電路的橋式整流電路Di和濾波電容器Ci，用於從商用交變電源(交變輸入電壓VAC)獲得DC輸入電壓，其中，產生相應於例如交變輸入電壓VAC的一倍(one-fold)電平的整流及濾波電壓Ei。在該整流濾波電路中，湧流限制電阻器Ri插在整流的電流路徑中，以便抑制例如電源接通時流入濾波電容器Ci中的湧流。
該電源電路中的電壓諧振型開關變換器採納配有一個電晶體的開關元件Q1的自激結構。在這種情況下，開關元件Q1由高耐壓雙極型電晶體(BJT結型電晶體)組成。
開關元件Q1的基極經起動電阻器RS連接濾波電容器Ci的正極側(整流及濾波電壓Ei)，使得在起動時從整流濾波線路獲得基極電流。用於自激振蕩驅動的串聯諧振電路由驅動線圈NB、諧振電容器CB和基極電流限制電阻器RB的串聯連接電路組成，連接在開關元件Q1的基極和初級側地之間。
在開關元件Q1關斷期間流動的箝位電流路徑由插在開關元件Q1的基極和濾波電容器Ci的負極端子(初級側地)之間的箝位二極體DD形成。同時，開關元件Q1的集電極連接隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端，其發射極接地。
並聯諧振電容器Cr與開關元件Q1的集電極-發射極並聯。該並聯諧振電容器Cr通過其固有電容和下述隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的漏電感L1構成電壓諧振型變換器的初級並聯諧振電路。儘管這裡省略了詳細描述，但由於該並聯諧振電路的作用在諧振電容器Cr兩端獲得的電壓Vcp實際上由在開關元件Q1關斷期間內的正弦波脈衝組成，使得以電壓諧振模式執行操作。
該圖中示出的正交控制變壓器PRT是飽和電抗器，其中卷繞檢測線圈ND、驅動線圈NB和控制線圈NC。該正交變壓器PRT用於驅動開關元件Q1和執行恆壓控制。
在該正交控制變壓器PRT的結構中，儘管未示出，兩個具有四個磁路支臂的雙U-形鐵心形成實心鐵心，各磁路支臂的端部互相連接。檢測線圈ND和驅動線圈NB圍繞實心鐵心的兩個預定磁路支臂以相同方向卷繞，此外控制線圈NC的卷繞方向與檢測線圈ND和驅動線圈NB的卷繞方向正交。
在這種情況下，正交控制變壓器PRT的檢測線圈ND串聯插在濾波電容器Ci的正極端和隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1之間，使得開關元件Q1的開關輸出經初級繞組N1傳送到檢測線圈ND。在正交控制變壓器PRT中，通過變壓器耦合在驅動線圈NB中感應檢測線圈ND中獲得的開關輸出，因此在驅動線圈NB中產生作為驅動電壓的交變電壓。該驅動電壓作為來自構成自激振蕩驅動電路的串聯諧振電路(NB，CB)的驅動電流經基極電流限制電阻器RB發送到開關元件Q1的基極。因此，開關元件Q1以串聯諧振電路(NB，CB)的諧振頻率所確定的開關頻率執行其開關操作。
隔離變換變壓器PIT將開關元件的開關輸出傳送到次級側。
如圖8所示，隔離變換變壓器PIT具有EE-形鐵心，例如由鐵氧體組成的E-形鐵心CR1和CR2以其磁路支臂彼此面對的方式彼此合併起來，其初級繞組N1和次級繞組N2(和N2A)利用拼接線圈架B對於EE-形鐵心的中間磁路支臂分別以分開狀態卷繞。如圖所示，中間磁路支臂形成氣隙G，從而獲得具有所需耦合係數的疏鬆耦合。
通過將每個E-形鐵心CR1和CR2的中間磁路支臂成形得比其兩個外部磁路支臂短故形成氣隙G。耦合係數設為例如適於實現疏鬆耦合的k=0．85，於是避免相對飽和的狀態。
現在參考
圖10和11，描述卷繞隔離變換變壓器PIT的拼接線圈架B卷繞的初級繞組N1和次級繞組N2(和N2A)。
圖10是初級繞組N1和次級繞組N2(和N2A)通常如何卷繞在拼接線圈架B周圍的示意圖。
拼接線圈架B具有分別用於卷繞初級繞組N1和次級繞組N2(和N2A)的分開區域。該圖表示一個例子，其中，卷繞在拼接線圈架B上的初級繞組N1具有內線圈架繞組寬度K1，卷繞在拼接線圈架B上的次級繞組N2(和N2A)具有內線圈架繞組寬度K2。
在這種情況下，初級繞組N1從預定開始位置N1S以固定方向卷繞。當如此卷繞的初級繞組N1達到內線圈架繞組寬度K1的端部時，它對於前面的初級繞組N1以相反方向卷繞在前面初級繞組N1上。初級繞組N1卷繞預定匝數後以這種方式直至初級繞組N1的結束位置N1E。
圖10中，示出了一個典型例子，其中，初級繞組N1的開始位置N1S在拼接線圈架B的中央(下部)並與次級繞組N2隔開最大距離(左側位置)。初級繞組N1從開始位置N1S卷繞，其方向以向右→向左→向右→…直至拼接線圈架B外部(上部)左側的結束位置N1E交替變化。
與上述初級繞組N1類似，每個次級繞組N2(和N2A)從預定開始位置N2S始在內線圈架繞組寬度K2內卷繞預定匝數，其方向交替變化。但在這種情況下，形成的次級繞組N2部分用作次級繞組N2A，這將在下文描述，使得次級繞組N2作為中間分接頭CT一旦引出，然在其上卷繞次級繞組N2A。
在次級繞組N2A的輸出電平例如約為次級繞組N2的輸出電平的1／10時，次級繞組N2A的匝數大約為次級繞組N2匝數的1／6至1／10，因此少於5匝。
圖10的例子典型地示出了從開始位置N1S卷繞的次級繞組N2作為中間分接頭CT在結束位置N2E引出，然後卷繞，作為次級繞組N2A，從其開始位置N2AS直至其結束位置N2AE。
分別從開始位置N1S、N2S和結束位置N1E、N2AE引出的初級繞組N1和次級繞組N2(和N2A)及其中間分接頭CT分別固定並焊接到例如設置在拼接線圈架B上表面的預定針形端子P，P…。
如圖11所示，卷繞在拼接線圈架B的內線圈架繞組寬度K1內的初級繞組N1和卷繞在內線圈架繞組寬度K2內的次級繞組N2(和N2A)無氣隙分布，即處於相互鄰接的初級繞組N1彼此接觸的狀態。
如圖所示，隔離變換變壓器PIT的初級繞組N1的一端連接開關元件Q1的集電極，而其另一端經串聯的檢測線圈ND連接到濾波電容器Ci的正極端(整流及濾波電壓Ei)。
在隔離變換變壓器PIT的次級側，在次級繞組N2中產生初級繞組N1感應的交變電壓。在這種情況下，由於次級並聯諧振電容器C2與次級繞組N2並聯連接，通過次級繞組N2(和N2A)的漏電感L2(和L2A)和次級並聯諧振電容器C2的電容形成並聯諧振電路。由於該並聯諧振電路，得到在次級繞組N2(和N2A)中產生的交變電壓作為諧振電壓。即，次級側上的操作以電壓諧振模式執行。
具體地說，該電源電路在其初級側上具有以電壓諧振模式執行開關操作的並聯諧振電路，在其次級側上有進行全波整流(電壓諧振操作)的另一個並聯諧振電路。在本說明書中，如上所述在其初級和次級側上配備有諧振電路的結構的開關變換器稱為「複合諧振型開關變換器」。
在上述形成的次級並聯諧振電路中，為次級繞組N2提供中間分接頭，整流二極體D01、D02和濾波電容器C01、C02如圖所示連接，從而提供由「整流二極體D01和濾波電容器C01」組合而成的第一半波整流電路2，以及由「整流二極體D02和濾波電容器C02」組合而成的第二半波整流電路3。
第一半波整流電路2接收次級並聯諧振電路提供的輸入諧振電壓並產生DC輸出電壓E01。類似地，第二半波整流電路3接收次級並聯諧振電路提供的輸入諧振電壓並產生DC輸出電壓E02。
在這種情況下，DC輸出電壓E01和DC輸出電壓E02分路並送入控制電路1。在控制電路1中，DC輸出電壓E01用作檢測電壓，DC輸出電壓E02用作控制電路1的工作電壓。
在隔離變換變壓器PIT中，與初級繞組N1的電感L1和次級繞組N2和N2A的電感L2和L2A相關的互感M根據初級繞組N1和與整流二極體D0(D01，D02)連接的次級繞組N2和N2A的極性關係(卷繞方向)變成+M或-M。
例如，如果連接處於圖9A的狀態，互感變為+M。同時，如果連接處於圖9B的狀態，互感變為-M。
將以上所述應用到圖7所示的電源電路的次級操作中，例如當在第一半波整流電路2中在次級繞組N2中獲得的交變電壓為正時，假設以+M(正向)模式執行對在整流二極體D01中流動的整流電流的操作。而相反地，當在次級繞組N2中獲得的交變電壓為負時，整流二極體D0截止，使得其中不流過整流的電流。即，在該電源電路中，關於初級繞組N1和次級繞組N2的互感以+M模式進行整流。
在該結構中，向通過初級並聯諧振電路和次級並聯諧振電路的作用而增大的負載提供功率，使得向負載提供的功率相應增大，於是增強了最大負載功率的提高率。
正如前面參考圖8所解釋的，由於利用隔離變換變壓器PIT中形成的氣隙G以所需的耦合係數獲得的疏鬆耦合，造成不易達到飽和狀態的改善狀況，這樣能實現這種與負載狀態相對應。例如，在隔離變換變壓器PIT中不存在氣隙G的情況下，操作很有可能不正常，原因是隔離變換變壓器PIT在反饋期間位於其飽和狀態，從而使正確執行上述半波整流相當困難。
在控制電路1中，導致在控制線圈NC中流動的控制電流(DC)的電平隨次級DC輸出電壓電平E01的變化而變化，從而通過控制卷繞在正交控制變壓器PRT中的驅動繞組NB的電感LB變化。因此，這種作用改變了用於開關元件Q1的包括驅動線圈NB的電感LB形成的自激振蕩驅動電路中串聯諧振電路的諧振狀態。如以下參考圖7所描述的，該操作改變開關元件Q1的開關頻率，最終穩定次級DC輸出電壓E01。
圖7中，當開關頻率變化時，所提供的正交控制變壓器PRT結構能通過控制改變驅動線圈NB的電感LB，開關元件Q1的導通時間TON在控制之下改變同時其關斷時間TOFF保持固定。即，在該電源電路中，執行恆壓控制以在控制下改變開關頻率，從而控制與開關輸出有關的諧振阻抗，同時執行按開關周期開關元件的導通角控制(PWM控制)。這種複合控制操作以一組控制電路實現。
具體地說，在該電源電路中，從第一半波整流電路2引出的次級DC輸出電壓E01作為檢測電壓提供給控制電路1，從而通過控制從隔離變換變壓器PIT的次級繞組N2獲得的諧振電壓電平而改變，於是保持恆定的次級DC輸出電壓E01。但是，不執行保持恆定的從第二半波整流電路3引出並作為工作電壓提供給控制電路1的次級DC輸出電壓E02的動作。
圖12A至12F用圖表示出了圖7所示電源電路各部分的工作波形，其中原理性地示出了次級輸出波形。
圖12A至12F中的輸出波形是為獲得最大負載功率POMAX=217瓦的最佳驅動條件而形成圖7電源電路時獲得的。在示例性例子中，交變輸入電壓VAC為100V，隔離變換變壓器PIT構造成為獲得135V的調節次級DC輸出電壓E01和15V未調節的次級DC輸出電壓E02，提供38匝線圈作為次級繞組N2，5匝線圈作為次級繞組N2A。
在這種電路結構中，開關元件Q1通過充當自激振蕩驅動電路的串聯諧振電路(NB，CB)執行其開關操作，使得通過並聯諧振電路的作用在開關元件Q1和並聯諧振電容器Cr的並聯連接電路兩端得到圖12A的初級並聯諧振Vcp。如圖所示，該並聯諧振電壓Vcp在開關元件Q1導通時間TON期間波形處於零電平，在其關斷時間TOFF期間變成正弦波脈衝，相應於以電壓諧振模式操作。
開關輸出通過開關元件Q1的開／關操作傳送到隔離變換變壓器PIT的次級側，使得圖12B所示波形的次級諧振電流I2流進隔離變換變壓器PIT的次級繞組N2和整流二極體D01的連接端部，由此在該連接端部和次級側地之間產生圖12C所示的次級諧振電壓V2波形。
在這種情況下，當圖12C的次級諧振電壓V2變得比次級DC輸出電壓E01的電平高時，整流二極體D01導通，使得圖12D中所示波形的次級整流電流I3流入整流二極體D01。
同時，在次級繞組N2A兩端產生圖12E所示波形的次級諧振電壓V3。在這種情況下，次級諧振電壓V3的波形與圖12C所示的次級諧振電壓V2的波形類似，兩者之間相似係數等於次級繞組N2的總線圈數(38匝)和次級繞組N2A的線圈數(5匝)之比。即，電壓V3例如變成次級諧振電壓V2的5／38倍。
還是在這種情況下，當次級諧振電壓V3變得比次級DC輸出電壓E02的電平高時，圖7所示的整流二極體D02導通，使得次級整流電流I4在圖12F中所示周期(6微秒)內流動，其峰值例如為4．5Ap(安-峰值)。
圖12C所示的次級諧振電壓V2的工作波形如圖12E所示的次級諧振電壓V3的工作波形相類似，但在整流二極體D01中流動的圖I2D的次級整流波形I3與在整流二極體D02中流動的圖12F的次級整流波形I4在波形上是彼此不同的。
假設以上所述由卷繞在隔離變換變壓器PIT的拼接線圈架B上的次級繞組N2A形成與初級繞組N1和次級繞組N2為疏鬆耦合狀態。正如所提到的，由於次級繞組N2A的匝數小於5，在次級繞組N2A排成直線卷繞在拼接線圈架B的內線圈架繞組寬度K2內的情況下，例如僅在沿內線圈架繞組寬度K2的右側以局部不平衡狀態卷繞次級繞組N2A，如圖11所示。
如果如上所述以對於將卷繞次級繞組N2的拼接線圈架B的內線圈架繞組寬度K2以局部不平衡狀態卷繞次級繞組N2A，當由未調節的次級DC輸出電壓E02提供的負載功率超過例如10瓦時，從次級繞組N2A得到的輸出電流是疊加在其上的+M操作模式(正向變換操作)和-M操作模式(反饋變換操作)的組合。
結果，次級整流的電流I3疊加在次級整流的電流I4上，所以如圖12F所示，次級整流的電流I4的波形變成使得其峰值處於整流二極體D02的半個導通角。
因此，在整流二極體D02產生的熱量隨在整流二極體D02中流動的次級整流的電流I4的峰值的上升而增大，因此增加了整流二極體D02中的功率損耗，由於發熱引起的溫度上升而損害了可靠性。
圖13圖解示出了次級DC輸出電壓E01和E02及由圖7的電源電路中的第二半波整流電路3提供的負載電流IL2之間的關係。
圖13中，在為了獲得最大負載功率POMAX=217瓦的最佳驅動條件而形成的圖7電源電路的情況下，白圈「○」表示的直線表示次級DC輸出電壓E02和負載電流IL2之間的關係。
在為了獲得最大功率POMAX=82瓦的最佳驅動條件而形成的圖7電源電路的情況下，由白三角「△」表示的波形表示次級DC輸出電壓E02和負載電流IL2之間的關係。
從圖13明顯看出，當在與POMAX=217瓦相應形成的電源電路中負載電流IL2從0安至1．0安變化時，次級DC輸出電壓E02的電壓變化電平△E02變為約6．6伏。
類似地，當在與POMAX=82瓦相應形成的電源電路中負載電流IL2從0安至1．0安變化時，次級DC輸出電壓E02的電壓變化電平△E02變為約6．4伏。即，在任一上述電路結構中，次級DC輸出電壓E02響應第二半波整流電路3輸出的負載電流IL2的變化而大大改變，從而惡化了交叉調節。
所以，在例如12V本機調節器連接第二半波整流電路3的輸出端且從該本機調節器獲得穩定恆壓的結構中，即使在響應負載電流IL2的增大次級DC輸出電壓E02降低時，也必需將次級DC輸出電壓E02保持在預定電平之上。但這種情況下，由於負載電流IL2電平降低，次級DC輸出電壓E02升高，從而響應電壓電平的升高增大了本機調節器中的功率損耗。
還是在從第一半波整流電路2引出的次級DC輸出電壓E01提供的負載的最大負載功率P0出現任何變化的情況下，在從第二半波整流電路3引出的次級DC輸出電壓E02的電平出現變化。
例如如圖13所示，次級DC輸出電壓E02的電平和負載電流IL2之間的關係根據次級DC輸出電壓E01提供的負載的最大負載功率是Po=217瓦還是P0=82瓦而不同。這表示次級DC輸出電壓E02的電平甚至響應連接到調節的次級DC輸出電壓E01的負載的任何變化而變化，到目前為止，通常次級DC輸出電壓E02的這種電平變化使交叉調節惡化。
本發明的一個目標是提供一種能夠降低次級側上的功率損耗的開關電源電路以及隔離變換變壓器。
為實現上述目標，根據本發明的第一方面，提供一種具有下面的結構的開關電源電路。即，開關電源電路包括一個整流濾波裝置用於從輸入商業交流電源產生整流濾波的電壓並將其作為DC輸入電壓輸出；以及一個隔離變換變壓器，其中初級繞組卷繞在它的初級側上，同時至少一個第一次級繞組和一個其匝數小於預定的匝數的第二次級繞組卷繞在它的次級側上。變壓器在其鐵芯中具有一個氣隙以對於初級繞組和第一次級繞組獲得疏鬆耦合所需要的耦合係數，並且用於將初級側輸出傳送到次級側。
開關電源電路還包括一個具有開關元件的開關裝置，其將DC輸入電壓經該開關裝置的開／關傳遞到隔離變換變壓器的初級繞組；以及一個用於以諧振模式起動開關裝置的初級諧振電路。該初級諧振電路至少由包括隔離變換變壓器的初級繞組的漏電感部分和初級諧振電容器的電容構成。
開關電源電路還包括由包括隔離變換變壓器的一個次級繞組的漏電感部分和次級諧振電容器的電容構成的次級諧振電路，從而形成一個諧振電路，其中次級諧振電容器連接於隔離變換變壓器的至少一個次級繞組；還包括這樣形成的第一DC輸出電壓產生裝置，其將從第一次級繞組中感應的交變電壓獲得第一次級DC輸出電壓；第二DC輸出電壓產生裝置，其形成將從第二次級繞組中感應的交變電壓獲得第二次級DC輸出電壓，以及一個恆壓控制裝置，用於通過根據第一次級DC輸出電壓的電平而改變開關元件的開關頻率來進行第一次級DC輸出電壓的恆壓控制。
在這個結構中，卷繞隔離變換變壓器的第二次級繞組以實現對於初級繞組和第一次級繞組的緊密耦合狀態。
根據本發明的第二方面，提供一種隔離變換變壓器，其包括在它的初級側上卷繞的初級繞組、在它的次級側上卷繞的第一次級繞組、其匝數小於預定匝數的第二次級繞組和一個EE形的鐵芯，其帶有形成在其中央磁路支臂中的氣隙從而對於初級繞組和第一次級繞組獲得疏鬆耦合所需要的耦合係數。在這個結構中，第二次級繞組卷繞來實現對於初級繞組和第一次級繞組的緊密耦合狀態。
根據上述結構，提供在隔離變換變壓器的次級側上的第二次級繞組以一種方式卷繞，以使得在隔離變換變壓器的初級側上的初級繞組對於在其次級側上的第一次級繞組之間實現緊密耦合狀態。
而且開關電源電路通過使用隔離變換變壓器來形成，其中在次級側上的第二次級繞組的卷繞，使得對於在初級側上的初級繞組與在次級側上的第一次級繞組實現緊密耦合狀態，從而抑制在第二次級繞組中感應的次級電流的峰值。
這樣，可以降低在構成第二DC輸出電壓產生裝置的整流二極體中的功率損耗，並且還防止在整流二極體中的熱量產生，最終增強其可靠性。
在隔離變換變壓器的次級側上提供的第二次級繞組與第一次級繞組獨立地來形成，並且第二次級繞組以固定的相等的繞組間距卷繞在圍繞拼接線圈架卷繞的第一次級繞組的上面或下面部分中，從而甚至在超過10瓦左右的重負載連接於第二DC輸出電壓產生裝置的情況下能提供調節的穩定次級DC輸出電壓。
而且，在隔離變換變壓器的次級側上的第二次級繞組用第一次級繞組和中間分接頭來形成，並且以固定的相等的繞組間距卷繞在圍繞拼接線圈架卷繞的第一次級繞組的上面部分中，從而在小於10瓦左右的輕負載連接於第二DC輸出電壓產生裝置時實現調節的穩定次級DC輸出電壓的傳遞。
本發明的上述和其它目的、特徵和優點從聯繫附圖的下面的描述和附錄的權利要求中變得更明顯，其中在附圖中，相同的部件或元件以相同的參考符號表示。
圖1是表示作為本發明的第一實施例的電源電路的結構的示例電路圖；圖2通常表示隔離變換變壓器中的繞組方向；圖3是表示第三繞組N3如何卷繞在拼接的線圈架B的圖；圖4A到4F是表示該實施例的電源電路主要部分的操作的波形圖；圖5是曲線表示負載電流與從隔離變換變壓器的次級側獲得的次級DC輸出電壓之間的關係圖；圖6A和6B是通常另一個實施例的隔離變換變壓器中的繞組方向；圖7是表示根據已有技術的電源電路的結構的電路圖；圖8是表示隔離變換變壓器的結構的截面圖；圖9A和9B分別是當互感是+M和-M時執行的操作的解釋示意圖；圖10表示圖7的通常電源電路中使用的隔離變換變壓器的繞組方向；圖11表示次級繞組N2A如何卷繞在拼接的線圈架B的示意圖；圖12A到12F是表示根據已有技術的電源電路中的主要部分的操作的波形圖；圖13以曲線表示負載電流與從根據已有技術的電源電路中使用的隔離變換變壓器的次級側獲得的次級DC輸出電壓之間的關係。
圖1的電路圖表示作為本發明的一個優選實施例的電源電路的結構。在該圖中，與圖7中相應的組成部件以同樣的參考序號或符號表示並且省略了對其的解釋。
如圖1所示的實施例的電源電路，如面具體說明的那樣，包括安裝有次級繞組N2和第三繞組N3的隔離變換變壓器PIT，該次級繞組N2在隔離變換變壓器PIT的次級側上有第一次級繞組，該第三繞組N3與次級繞組N2獨立地卷繞並且用作第二次級繞組。
在使用隔離變換變壓器PIT的實施例的電源電路中，第三繞組N3、初級繞組N1和次級繞組N2的耦合與在圖7的電源電路中使用的隔離變換變壓器PIT的次級繞組NA2、初級繞組N1和次級繞組N2的耦合相比可維持在緊密耦合的狀態。
因此，在本實施例中，甚至在例如第二半波整流電路3的負載功率大於10瓦時，從隔離變換變壓器PIT的第三繞組N3感應的電流而獲得的次級電流在+M操作模式(正向變換器操作)中獲得，而不受到隔離變換變壓器PIT的-M操作模式(反饋變換器操作)的負面影響。這樣，如面將說明的那樣，可能降低在構成第二半波整流電路3的整流二極體D02中流動的次級整流電流14的峰值。
現在參考圖2和3，將給出對卷繞在該實施例的隔離變換變壓器PIT的拼接線圈架B上的次級繞組N2和第三繞組N3的解釋。
圖2通常表示如何將繞組圍繞提供在圖1的電源電路中的隔離變換變壓器PIT的拼接線圈架B卷繞。在該圖中，相應於圖10中的那些的任何組成部件或區域以相同的參考序號或符號表示，並且省略了對其的重複解釋。
在這種情況下，次級繞組N2從它的開始位置N2S以與圖10中相同的方式來卷繞。由於次級繞組N2與第三繞組N3獨立地來卷繞，可從它的開始位置N2S直到它的端部位置N2E將它卷繞預定的匝數。
並且隨與次級繞組N2獨立地形成的第三繞組N3卷繞在圍繞拼接線圈架B卷繞的次級繞組N2上。
在這種情況下，第三繞組N3從它的開始位置N3S直到它的端部位置N3E卷繞在拼接線圈架B的整個內線圈架繞組寬度K2內，如圖3所示。
即，在這個實施例中，形成在次級繞組N2上的第三繞組N3不以對齊的狀態卷繞，其中其相鄰的繞線處於相互接觸狀態，如圖10所示，但是在第三繞組N3的相鄰繞線之間保持固定的相等的繞組間距CP，如圖3所示。
這樣，在本實施例中，與次級繞組N2獨立地形成的第三繞組N3卷繞在次級繞組N2上，其中第三繞組N3卷繞在拼接線圈架B的整個內線圈架繞組寬度K2內，同時保持其相鄰線匝之間固定的相等的繞組間距。
由於這種繞線技術，例如與對於圖10和11解釋的其中次級繞組N2A處於與初級繞組N1和次級繞組N2的疏鬆耦合的隔離變換變壓器PIT相比，該實施例中的第三繞組N3可維持在對於初級繞組N1和次級繞組N2的緊密耦合狀態。
圖4A到4F是表示安裝有圖2中的隔離變換變壓器PIT的電源電路的各個部分中的工作波形代表性示例，其中主要示出次級輸出波形。
圖4A到4F所示的輸出波形是在圖1的電源電路形成來實現按照最大負載功率PoMAX=217瓦的最佳驅動狀態的時候獲得的。在該示例的情況下，交變輸入電壓VAC是100伏，類似於前面圖12A到12F的情況，隔離變換變壓器PIT構成來使得，為獲得135V的調節的次級DC輸出電壓E01和15V的非調節的次級DC輸出電壓E02，提供33匝線圈作為次級繞組N2，並且提供5匝線圈作為第三繞組N3。
在這種情況下，當開關元件Q1執行它的開關操作時，從開關元件Q1的集電極通過並聯諧振電路的作用獲得圖4A的初級並聯諧振電壓Vcp。
然後，開關輸出通過開關元件Q1的開／關操作傳送到隔離變換變壓器PIT的次級側。類似於原來在圖12A到12F中表示的波形，在隔離變換變壓器PIT的次級繞組N2與整流二極體D01的陽極的連接點處獲得圖4B所示的次級諧振電流I2的波形，從而圖4C的次級諧振電壓V2在次級繞組N2兩端產生。
在這種情況下，在圖4C的次級諧振電壓V2超過次級DC輸出電壓E01的電平時整流二極體D01導通，從而圖4D的次級整流電流I3開始流入整流二極體D01。
在第三繞組N3兩端產生的次級諧振電壓V3具有圖4E的波形，並且基本上等於在次級繞組N2A的兩端產生的圖12E的次級諧振電壓V3。
同時，在連接於隔離變換變壓器PIT的第三繞組N3的第二半波整流電路3的整流二極體D02中流動的次級整流電流I4具有圖4F的波形，其中它的輸出持續時間與圖12F的次級整流電流I4相比縮短，例如從6微秒到5微秒，並且它的峰值電平降低，例如從4．5到2．5安-峰值。
在這個實施例中，以參考圖3已經解釋的那樣，隔離變換變壓器PIT構成來使得與次級繞組N2獨立地卷繞在拼接線圈架B上形成的第三繞組N3以固定的相等繞組間距來卷繞，從而在次級繞組N2上其不處於局部不平衡狀態，從而第三繞組N3維持在與初級繞組N1和次級繞組N2的緊密耦合狀態。因此，在隔離變換變壓器PIT的+M操作模式(正向變換器操作)中獲得圖4F的次級整流電流I4，抑制-M操作模式中的任何負面影響。
結果，通過反饋操作在第三繞組N3中產生的電流降低，並且從而可能降低次級整流電流I4的峰值電流，例如從4．5安到2．5-峰值，該峰值電流是通過反饋操作從整流二極體D02的導通角的面一半中的電流獲得的。
因此，在上面的使用這種隔離變換變壓器PIT的電源電路的結構中，在整流二極體D02中流動的次級整流電流I4的峰值可抑制，從而降低整流二極體D02中的功率損耗，並且還降低由於整流二極體D02中產生的熱量引起的溫度升高，從而增強整流二極體D02的可靠性。
在這個實施例中，第三繞組N3與次級繞組N2獨立地形成在隔離變換變壓器PIT的次級側上，可能不需要對第二繞組N2抽出中間分接頭CT的步驟。也不需要將其焊接到管腳端子P來形成與圖10中所示的隔離變換變壓器PIT中一樣的次級繞組部分N2A，從而實現便於製造過程的另一個優點。
在該實施例的電源電路中，還可能最小化例如從第二半波整流電路3獲得的非調節的次級DC輸出電壓E02的變化。在例如相應於最大負載功率PoMAX=217瓦那樣構成電源電路的情況下，如圖5所示，在從第二半波整流電路3輸出的負載電流IL2從0安改變到1．0安時，次級DC輸出電壓E02的電壓變化水平△E02大約為1．3伏。
類似地，在相應於例如最大負載功率PoMAX=82瓦的情況下形成的電源電路的情況下，在從第二半波整流電路3輸出的負載電流IL2從0安改變到1．0安時，次級DC輸出電壓E02的電壓變化水平△E02大約為2．2伏。
從與圖13的比較可明顯看到，在相應於負載功率PoMAX=217瓦構成電源電路的情況下，在從第二半波整流電路3獲得的次級DC輸出電壓E02的電壓變化水平△E大約為5．3伏。並且在相應於負載功率PoMAX=82瓦構成電源電路的情況下，在從第二半波整流電路3獲得的次級DC輸出電壓E02的電壓變化水平△E大約為4．2伏。因此，在任何這種電路結構中，從第二半波整流電路3輸出的負載電流IL2的變化引起的次級DC輸出電壓E02的變化可抑制，最終防止交叉調節(cross regulation)惡化。
結果，如果例如12v的本機調節器連接於第二半波整流電路3的輸出端時，可以抑制從負載電流IL2的變化引起的次級DC輸出電壓E02的任何電壓電平變化，從而降低由本機調節器中產生的熱量引起的功率損耗。並且可能降低對於本機調節器提供的發射器的尺寸。
如圖5所示，降低由於連接於該實施例的電源電路中的第一半波整流電路2的負載的最大負載功率(217瓦和82瓦)的差引起的電壓電平差，從而次級DC輸出電壓E02的電平變化可通過連接於調節的次級DC輸出電壓E01的負載變化而降低。
圖6表示繞組通常如何卷繞在另一實施例的隔離變換變壓器PIT中。在這個圖中，與圖2和10中的哪些相應的任何組成部件或區域以相同的參考序號和符號來表示，並且省略對其的描述。
在圖6A的隔離變換變壓器PIT中，前面所述的圖2的隔離變換變壓器PIT中的次級繞組N2和第三繞組N3的位置相互替換。在這種結構中，如圖所示，第三繞組N3卷繞在拼接線圈架B的中央(下面部分)，並且次級繞組N2卷繞在第三繞組N3上。而且在這種情況下，這樣卷繞第三繞組N3使得其相鄰的線匝相互間隔開固定的相等繞組間距CP。
在使用這種隔離變換變壓器PIT的電源電路的上述結構中，例如次級DC輸出電壓E02的電壓電平可升高，甚至在從次級DC輸出端提供的負載電流IL2的變化提高的情況下，還可能抑制次級DC輸出電壓E02的電平變化。
在一些裝置中，存在一種必要性將例如24V的音頻輸出調節器連接到次級DC輸出電壓E02。並且在這種音頻輸出調節器中，負載電流IL2在0安到2安的相對寬的範圍中變化。因此，上述結構的隔離變換變壓器PIT尤其適合於連接例如音頻輸出調節器的電路，其中這種調節器中負載電流變化大。
在如圖6B所示的隔離變換變壓器PIT的次級側結構中，對於隔離變換變壓器PIT的次級繞組N2提供中間分接頭CT，與圖9的前述的隔離變換變壓器PIT中一樣。但是，在這種情況下，次級繞組部分N2A以一種方式卷繞在圍繞拼接線圈架B的次級繞組N2上，使得其相鄰的線匝相互間隔開固定的相等繞組間距CP。即次級繞組部分N2A平均地卷繞在拼接線圈架B的整個內線圈架繞組寬度K2內而沒有局部不平衡。
使用這種結構的隔離變換變壓器PIT的電源電路特別適合於一種的情況中使用，其中，例如10瓦或更小的輕負載連接於第二半波整流電路3。在這種情況中，在第二半波整流電路3的整流二極體D02中流動的次級整流電流I4的工作波形與圖4C所示的波形相同，從而降低次級DC輸出電壓E02的變化值△E02。
上面提到的實施例代表一種示例性的情況，其中電源電路安裝有由它的初級側上的一個電晶體的開關元件構成的單端電壓諧振型開關變換器作為複合諧振型開關變換器。但是，應理解本發明也可適用於交替起動兩個電晶體的開關元件的推挽變換器。
在各個上述實施例中，自激電壓諧振型變換器提供在初級側上，但是本發明也可適用於他激結構中，該結構包括例如替代自激振蕩驅動器的IC(集成電路)振蕩驅動器並且通過這種IC(集成電路)振蕩驅動器驅動電壓諧振型變換器的開關元件。當採用這種他激結構時，不再需要正交控制變壓器PRT。
當如上所述採用他激結構時，可能用兩個雙極電晶體(BJT)達林頓連接的達林頓電路替代由一個雙極電晶體(BJT)構成的開關元件Q。還可能用MOS-FET(MOS場效應電晶體；金屬氧化物半導體)、IGBT(絕緣柵雙極電晶體)或SIT(靜電感應晶閘管)來替代一個雙極電晶體(BJT)構成的開關元件Q。
在使用任何一種這種器件作為開關元件時，儘管未示出，驅動電路的結構可與取代開關元件Q實際使用的器件的特性一致地來修改。例如，在適用MOS-FET作為開關元件的情況下，可採用他激電壓驅動結構。
儘管本發明的優選的實施例利用特定的範圍進行了說明，這種介紹只是為了說明的目的，應理解在不脫離下面的權利要求的精神和範圍的情況下，可進行改變和變化。
權利要求
1．一種開關電源電路，包括一個整流濾波裝置，用於從輸入商業交流電源產生整流濾波的電壓並將其作為DC輸入電壓輸出；以及一個隔離變換變壓器，其中初級繞組卷繞在它的初級側上，同時至少一個第一次級繞組和一個其匝數小於預定的匝數的第二次級繞組卷繞在它的次級側上，所述變壓器在其鐵芯中具有一個氣隙以對於所述初級繞組和所述第一次級繞組獲得疏鬆耦合所需要的耦合係數，並且用於將初級側輸出傳送到次級側；一個具有開關元件的開關裝置，其將DC輸入電壓經開關裝置的開／關傳遞到所述隔離變換變壓器的初級繞組；一個初級諧振電路，用於以諧振模式起動所述開關裝置，所述初級諧振電路至少由包括所述隔離變換變壓器的初級繞組的漏電感部分和初級諧振電容器的電容構成；一個次級諧振電路，由包括所述隔離變換變壓器的一個次級繞組的漏電感部分和所述次級諧振電容器的電容構成，從而形成一個諧振電路，其中所述次級諧振電容器連接於所述隔離變換變壓器的至少一個次級繞組；第一DC輸出電壓產生裝置，其形成能從第一次級繞組中感應的交變電壓獲得第一次級DC輸出電壓；第二DC輸出電壓產生裝置，其形成能從第二次級繞組中感應的交變電壓獲得第二次級DC輸出電壓；以及一個恆壓控制裝置，用於通過根據第一次級DC輸出電壓的電平而改變所述開關元件的開關頻率而進行第一次級DC輸出電壓的恆壓控制，其中所述隔離變換變壓器的第二次級繞組卷繞實現對於所述初級繞組和所述第一次級繞組的緊密耦合狀態。
2．根據權利要求1的開關電源電路，其中所述隔離變換變壓器的第二次級繞組與第一次級繞組獨立地卷繞在拼接線圈架上，其中在初級側和次級側上各繞組的卷繞區域是分開的，按這一種方式，在第一次級繞組的上面或下面卷繞的部分中的相鄰線匝之間保持固定的相等的繞組間距。
3．根據權利要求1的開關電源電路，其中所述隔離變換變壓器的第二次級繞組在其一端經一個分接頭連接於第一次級繞組，並且圍繞拼接線圈架卷繞，其中在初級側和次級側上各繞組的卷繞區域是分開的，按這一種方式，在第一次級繞組的上面卷繞的部分中的相鄰線匝之間保持固定的相等的繞組間距。
4．一種隔離變換變壓器，其包括一個在它的初級側上卷繞的初級繞組；一個在它的次級側上卷繞的第一次級繞組，一個其匝數小於預定數目的第二次級繞組；和一個EE形的鐵芯，帶有形成在其中央磁路支臂中的氣隙，從而對於初級繞組和第一次級繞組獲得疏鬆耦合所需要的耦合係數；其中，所述第二次級繞組卷繞實現對於初級繞組和第一次級繞組的緊密耦合狀態。
5．根據權利要求4的隔離變換變壓器，其中所述隔離變換變壓器的第二次級繞組與第一次級繞組獨立地卷繞在拼接線圈架上，其中在初級側和次級側上各繞組的卷繞區域是分開的，按這樣一種方式在第一次級繞組的上面或下面卷繞的部分中的相鄰線匝之間保持固定的相等的繞組間距。
6．根據權利要求4的隔離變換變壓器，其中所述隔離變換變壓器的第二次級繞組在其一端經一個分接頭連接於第一次級繞組並且圍繞拼接線圈架卷繞，其中在初級側和次級側上各繞組的卷繞區域是分開的，按這樣一種方式在第一次級繞組的上面卷繞的部分中的相鄰線匝之間保持固定的相等的繞組間距。
全文摘要
本發明提供一種開關電源電路和一種隔離變換變壓器,形成於隔離變換變壓器的次級側上的第三繞組以一種方式卷繞,以實現與隔離變換變壓器的初級側上的初級繞組和次級側上的次級繞組的緊密耦合狀態,從而從第二半波整流電路輸出的次級電流的峰值利用隔離變換變壓器的第三繞組可以降低。
文檔編號H02M3/28GK1290991SQ0012843
公開日2001年4月11日 申請日期2000年9月30日 優先權日1999年9月30日
發明者安村昌之 申請人:索尼公司